由于电路需要保证交流输入电流正弦化，不随瞬态负载变化，因此控制电路对瞬态变化的负载电流不应敏感，应表现得迟钝。控制电路应首先满足功率因数校正的要求，输出稳压则是在满足功率因数的基础上获得满足。
3.9 级联方式的开关电源
可以发挥各变换器的优点，避免缺点。实现性能最佳、效率最高。
3.9.1一种AC/DC变换器的高效率解决方案
1)基本思路与工作原理
图26 原理框图
图27 非稳压半桥变换器工作原理
2)PFC的附加作用。考虑电磁干扰及二极管的反向恢复造成的损耗等因素，小功率PFC宜采用临界电流型控制方式，本级可以采用MC33368或KA7524或其他适用于小功率输出的PFC控制IC。PFC除设置输出反馈以稳定输出电压外，设置PFC输出电压反馈防止输出反馈开路。正常工作时，仅输出反馈起作用，通过调节PFC输出电压稳定输出电压。
当PFC的输出电压为400V时，输出纹波电压分别为1%、3%所需的滤波电容器约为：1.2μF/W和0.4μF/W，在通常的滤波电容的选择容量范围内。因此，经过PFC的预稳定的作用，其输出电压的稳定程度基本符合应用要求，后面的可以仅完成隔离作用即可。
3)输出整流器损耗。通常输出整流器的导通损耗(特别是低电压输出时)占整机损耗的很大比重。在12V以上的输出电压需要选用耐压200V以上的超快速二极管作为输出整流器，其导通电压约1.2～1.4V，在输出分别为12、24、48V时输出整流器的效率(不考虑开关损耗)分别为(以导通电压1.3V计)：不会高于90.26%、94.8%、97.6%。以上综合起来，采用常规技术尽管可以使电源效率达到或超过90%，而且即使在较高的输出电压时，整流器的导通损耗仍然是整机损耗中几乎是最大的。如有可能，采用肖特基二极管(导通压降分别为：0.3V、0.4V、0.7V)则这一级的效率分别为：96.1%、98.3%、98.5%，则这部分损耗可以降低50%以上。
4)隔离变换器分析。由于PFC级具备稳压功能，故隔离级采用非稳压半桥变换器，以尽可能地提高整机效率，主回路如图26(a)。非稳压半桥变换器的两开关管分别可以工作在近50%占空比，这时不仅开关管的利用率最高，而且实现了零电压开关。变换器的最小死区时间仅受开关管的关断延迟的限制。当非稳压半桥变换器工作在这种状态下，Q2导通期间电流流向如图26(b)。当Q2由导通变为关断，变压器的漏感电流不能跃变，由于Q2的关断，变压器的漏感电流分别对Q2、Q3的源/漏寄生电容充/放电，使A点电压由电源电压的高电位转变为低电位，使与Q3反并联的二极管D3导通，提供变压器的漏感电流通路，形成了事实上的零电压关断，如图26(c)。
当变压器的漏感电流降到零前，使Q3导通(由于死区时间不到1μS，很容易满足)，使Q3在“零电压”导通，如图26(d)。Q3关断、Q2导通的过程与上述描述相同，不在赘述，从而实现了“零电压”开关，使开关管的损耗几乎仅为导通损耗。本文的应用实例中，Q2、Q3选用IRFR320结温为100℃时的导通电阻为3Ω，满载时的工作电流约为300mA，导通压降为1V，占电源电压的0.25%。这样半桥的两个开关管的损耗可以小于整机输入功率的1%。隔离变压器由于工作在特定的工作状态，因而其效率也非常高，大约为整机输入功率的1%。
5)肖特基整流二极管。由于隔离级开关管的占空比接近100%(98%)，不仅流过输出整流器电流的有效值最小，而且输出级全波整流器的耐压仅需输出电压的2倍，对于输出为24V输出，完全可以选用耐压60V的肖特基整流二极管即可满足要求，而耐压60V的肖特基整流二极管的导通压降(大幅度降额使用，约0.2倍额定电流)可以达0.35V甚至0.3V以下，这样本级效率实际可达约97～98%。
6)部分测试结果。输入电压为85VAC、满载(19V/3.16A)条件下的电源效率可以达到91%。功率因数为0.9895、总谐波失真：14.45%。
图28 电源适配器输入电流的谐波分析
3.9.2美国National的解决方案
图29
电路特点：
a)采用级联式功率变换；
b)利用具有同步整流器功能的降压型变换器调节输出电压的稳定，同时为DC/DC隔离变换器的零电压开关创造条件；
c)输出整流器采用零电压开关同步整流器，不仅获得尽可能低的导通损耗，还可以基本上消除同步整流器的开关损耗；
d)整个电路的开关损耗仅仅为降压型变换器的开关损耗。
4 小结
利用PFC的稳压作用，将输出电压的稳定用PFC来调节，这样就可以使隔离型变换器工作在最大占空比状态，无需调节脉冲宽度，这就为自然零电压开关创造了条件，可以获得非常高的效率。输出整流器采用肖特基二极管大幅度电流降额，获得了利用最简单的电路、最高效率的结果，整个电路无散热器。
本文关键字：校正 功率因数技术，电源动力技术 - 功率因数技术
