本文通过分析数字控制的无桥PFC、自适应总线电压和开关频率控制及数字控制提高无桥PFC性能，通过变流器实现电流检测，动态调节环路补偿器，改善轻载时的PF非线性控制方案实现高无桥PFC性能。
由于效率要求不断增长，许多电源制造商开始将注意力转向无桥功率因数校正（PFC）拓扑结构。一般而言，无桥PFC可以通过减少线路电流路径中半导体元器件的数目来降低传导损耗。尽管无桥PFC的概念已经提出了许多年，但因其实施难度和控制复杂程度，阻碍了它成为一种主流拓扑。
随着一些专为电源设计的低成本、高性能数字控制器上市，越来越多的电源公司开始为PFC设计选用这些新型数字控制器。相比传统的模拟控制器，数字控制器拥有许多优势，例如：可编程配置，非线性控制，较低器件数目以及最为重要的复杂功能实现能力（模拟方法通常难以实现）。
大多数现今的数字电源控制器（例如：TI的融合数字电源控制器UCD30xx）都提供了许多的集成电源控制外设和一个电源管理内核，例如：数字环路补偿器，快速模数转换器（ADC），具有内置停滞时间的高分辨率数字脉宽调制器（DPWM），以及低功耗微控制器等。它们都对无桥PFC等复杂高性能电源设计具有好处。
数字控制的无桥PFC
在其他无桥PFC拓扑结构中，图1是一个已被业界广泛采用的无桥PFC实例。它具有两个DC/DC升压电路，一个由L1、D1和S1组成，另一个则由L2、D2和S2组成。D3和D4为慢恢复二极管。通过参考内部电源地，分别检测线路（Line）和中性点（Neutral）电压，测量得到输入AC电压。通过对比检测到的线路和中性点信号，固件便可知道它是一个正半周，还是一个负半周。在一个正半周内，第一个DC/DC升压电路（L1-S1-D1）有效，并且升压电流通过二极管D4回到AC中性点；在一个负半周内，第二个DC/DC升压电路（L2-S2-D2）有效，并且升压电流二极管通过D3回到AC线。像UCD3020这样的数字控制器用于控制这种无桥PFC。
图1:数字控制无桥PFC
无桥PFC基本上由两个相升压电路组成，但在任何时候都只有一个相有效。对比使用相同功率器件的传统单相PFC,无桥PFC和单相PFC的开关损耗应该相同。但是，无桥PFC电流在任何时候都只通过一个慢速二极管（正半周为D4,负半周为D3），而非两个。因此，效率的提高取决于一个二极管和两个二极管之间的传导损耗差异。另外，通过完全开启非当前的开关可以进一步提高无桥PFC效率。例如：在一个正半周内，在S1通过PWM信号控制的同时，S2可以完全开启。当流动的电流低于某个值时，MOSFET S2压降可能低于二极管D4,因此，返回电流部分或者全部流经L1-D1-RL-S2-L2,然后返回AC源。这样，传导损耗被降低，电路效率也能够提高（特别是在轻载情况下）。同样，在一个负半周内，S2开关时，S1被完全开启。图2显示了S1和S2的控制波形。
图2:无桥PFC的PWM波形
自适应总线电压和开关频率控制
传统上，效率指标在高压线路和低压线路上都规定为满载。现在，计算服务器和远程通信电源等大多数应用要求，除在满载时，在10%-50%负载范围时，效率也应当满足标准规范。在大多数AC/DC应用中，系统具有一个PFC和一个下游DC/DC级，因此，我们将根据整个系统来测量效率。若想提高轻载时的总系统效率，一种方法是降低PFC输出电压和开关频率。这要求了解负载信息，而这项工作通常通过使用一些额外电路，测量输出电流来实现。然而，采用数字控制器，便不再需要这些额外电路。在输入AC电压和DC输出电压相同时，输出电流与电压环路输出成正比。因此，如果我们知道电压环路的输出，我们便可以相应地调节频率和输出电压。使用数字控制器以后，电压环路通过固件来实现。其输出已知，因此，实现这种特性十分容易，并且成本比使用模拟方法要低得多。
通过变流器实现电流检测
无桥PFC的难题之一是，如何检测整流后的AC电流。如前所述，AC返回电流（部分或者全部）可能会流经非当前的开关，而非慢速二极管D3/D4.因此，在接地路径中，使用分流器来检测电流的方法（通常在传统PFC中使用）已不再适用。取而代之的是使用变流器（CT）来检测，且每相一个（图1）。这两个变流器的输出整流后结合在一起，以产生电流反馈信号。由于在任何时候都只有一个变流器具有整流输出信号，因此，即使将它们结合在一起，任何时候也都只有一个反馈电流信号。
图3:连续导通模式时的检测电流波形
图4:非连续导通模式时的检测电流波形
如图3、4所示，由于变流器放置在开关的正上方，因此，它只检测开关电流（只是电感电流的上升部分）。在数字控制实现时，在PWM导通时间Ta中间测量该开关电流信号。它是一个瞬时值，在图3、4中以Isense表示。仅当该电流为连续电流时，测得的开关电流Isense才等于平均PFC电感电流（图3）。当该电流变为图4所示非连续状态时，Isense将不再等于平均PFC电感电流。为了计算电感平均电流，应建立在一个开关周期内，中间点检测电流Isense和平均电感电流之间的关系，并且这种关系应同时适用于连续导通模式（CCM）和非连续导通模式（DCM）。
就一个在稳态工作的升压型转换器而言，升压电感的二次电压应在每一开关周期内都保持平衡：
其中，Ta为电流上升时间（PWM导通时间），Tb为电流下降时间（PWM关断时间），VIN为输入电压，VO为输出电压，并假设所有功率器件均为理想状态。
从图3、4可以看出，我们可以根据Isense,计算出电感平均电流Iave:
其中，T为开关周期。
结合（1）、（2）两式，可以得到：
通过（3）式，平均电感电流Iave被表示成瞬时开关电流Isense.期望电流Iave和Isense为电流控制环路的电流参考。检测到实际的瞬时开关电流后，与该参考对比，误差被送至一个快速误差ADC（EADC），最后，将数字化的误差信号传送至一个数字补偿器，以关闭电流控制环路。
动态调节环路补偿器
总谐波失真（THD）和功率因数（PF）是两个判定PFC性能非常重要的标准。一个好的环路补偿器应该具有较好的THD和PF.不过，由于PFC的输入范围非常宽，它可以从80Vac扩展至高达265Vac,因此，在低压线路拥有较高性能的补偿器，在高压线路上可能无法很好工作。最好的方法是根据输入电压相应地调节环路补偿器。这对模拟控制器来说，可能是一项不可能完成的任务，但对于一些数字控制器（例如：UCD3020）来说，则可以轻松实现。
该芯片中的数字补偿器是一种数字滤波器，它由一个与一阶IIR滤波器级联的二阶无限脉冲响应（IIR）滤波器组成。控制参数（即所谓的系数）被保存在一组寄存器中。该寄存器组被称作存储体（bank）。共有两个这样的存储体，并且它们可以存储不同的系数。任何时候，只有一个存储体的系数有效并用于补偿计算，而另一个则处于非工作状态。固件始终都可以向非工作存储体加载新的系数。在PFC工作期间，可以在任何时候调换系数存储体，以便允许补偿器使用不同的控制参数，以以适应不同的运行状态。
图5:低压线路的VIN和IIN波形（VIN=110V,负载=1100W,THD=2.23%,PF=0.998）
本文关键字：数字控制 功率因数技术，电源动力技术 - 功率因数技术
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