本文针对目前开关变换器不能在一级同时实现高功率因数、高效率、大功率输出的缺点，提出了一种双重单级功率因数校正(PFC)软开关拓扑结构。详细分析了变换器的各种工作模态，给出了变换器参数的设计方法以及实现高功率因数和软开关的条件。实验验证了变换器的可行性和正确性。该变换器在诸如风力发电系统、大功率分布式电源系统、航空等领域中具有重要应用价值。
1 引言
近年来，随着智能电网、微电网的快速发展，电网对电力电子装置提出了更高的要求，希望开关变换器能在一级同时实现高功率因数、高效率、大功率输出。为满足高效率的要求，必须减少其损耗，最好的方法是软开关。软开关电路分为准谐振、零开关脉宽调制(PWM)和零转换PWM电路3大类。综合考虑，采用零电压开通和零电压关断(ZVS)来实现软开关。为达到各类谐波标准，电力电子装置输入端必须校正输入电流，减少谐波对电网的污染。单级有源PFC电路能够克服两级有源PFC动态响应慢、成本高、两级转换效率低等缺点。
在此从单级PFC变换器和软开关变换器的拓扑结构分析入手，将以上两个变换器做适当组合，从而形成了双重单级PFC软开关变换器，双重变换器可减小输入和输出滤波器体积和重量，极易实现冗余控制，提高了系统的可靠性。同时，模块化结构易于并联运行，实现大功率输出。
2 工作原理
图1为双重单级PFC软开关变换器。由两个单重正激式软开关PFC变换器并联而成，单重正激式软开关PFC变换器由Boost单元和正激式软开关单元构成。V1，V2为辅助开关管；V1，V4为主开关管；L1，L2为输入电感；Lr1，Lr2为谐振电感；CV1～CV4为V1～V4的寄生电容；Lm1，Lm2为正激式变压器T1，T2的激磁电感；C1，C2为筘位电容；C3，C4为储能电容；VD5，VD7为整流二极管；L3，L4为输出滤波电感；C5为输出滤波电容；R为等效负载。
图2为双重单级PFC软开关变换器稳态时的工作波形。在一个开关周期Ts内，该单元具体的工作过程大致可分为16个阶段。为了简化分析，先假定：电路工作在稳定状态，所有元器件都是理想的；C3，C4上电压保证其上的电压恒定；在一个Ts内输入电压不变，为常数；Lm1= Lm2，Lr1=Lr2，Lr1<<Lm1，Lr2<<Lm2；C1>>CV3，C2>>CV4；C1，C2足够大，认为其上的电压保持不变，相当于一个恒压源；储存在Lr1，Lr2中的能量大于储存在谐振电容中的能量，以便实现开关管的ZVS。
模态1[t0～t1] V3和V2开通，V4和V1关断，VD2，VD3，VD5，VD8正向导通，VD1，VD4，VD6，VD7反向截止。L1的电流iL1在输入电压Uin的作用下线性上升，C3给T1的初级绕组充电，Uin和L2给C4充电，L2的电流iL2线性下降。T1的初级绕组电流iLr1在uLr1=uC3-uLm1作用下线性上升，而T2的初级绕组电流iLr2在uLr2=-uC2-uLm2作用下线性下降，CV3的电压uCV3=0，CV4的电压uCV4=uC4+uC2。T1的次级绕组电压uns1= uC3／n，而T2的次级绕组电压uns2=-uC2／n。L3上的电流iL3线性上升，L4上的电流iL4线性下降。此模态结束于V3的关断。
模态2[t1～t2] V3和V4均关断，V2继续开通，V1继续关断，VD1，VD3，VD5，VD8正向导通，VD2，VD4，VD6，VD7反向截止。Uin和L1给C3充电，iL1线性下降，V3关断，励磁电流iLm1和次级绕组映射回来的电流给CV3充电，很明显，该过程很短，iLm1可认为不变，uCV3很快从零开始上升到uC3。此时VD6开通，下半单元的电路状态与模态1中状态相同，此过程结束。
模态3[t2～t3]V3和V4均关断，V2继续开通，V1继续关断，VD1，VD3，VD5，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD7反向截止。Uin和L1仍给C3充电，iL1线性下降，此模态开始于t2，由于VD5，VD6都导通，故CV3被箝位在uC3，加在Lm1上的电压为零。由于Lr1和CV3的谐振作用，uC3被iLr1充电到uC3+uC1，V1的体二极管VDr1导通，为V1的ZVS开通创造了条件。当uCV3上升到uC3+uC1时，VD5反向截止。下半单元的电路状态与模态1中状态相同。
模态4[t3～t4] V3和V4均关断，V2继续开通，V1开通，VD1，VD3，VD5，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD7反向截止。Uin和L1继续给C3充电，iL1线性下降。在此开关模态中，VDr1导通，加在V1上的电压为零，所以V1能ZVS开通。流过VD5，VD6的电流之和等于iL3，当VD6上的电流等于iL3时，VD5反向关断，下半单元的电路状态与模态1中状态相同，此模态结束。
模态5[t4～t5] V3和V4均关断，V2继续开通，V1开通，VD1，VD3，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD5，VD7反向截止。Uin和L1继续给C3充电，iL1线性下降，iLr1在uLr1=-uC1-uLm1作用下线性上升，而iLr2在uLr2=-uC2-uLm2作用下线性下降。下半单元的电路状态与模态1中状态相同，此模态结束。
模态6[t5～t6] V3和V4均关断，V2关断，V1继续开通，VD1，VD3，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD5，VD7反向截止。上半单元电路状态与模态5中状态相同，Uin和L2继续给C4充电，iL2线性下降。在t6时刻V2关断，T2的初级电压uLm2+uLr2=uC4-uCV4，iLr2给CV4反向充电，在t6时刻，使uCV4降为uC4，uLm2≈0，次级电压也等于零。VD7开始正向导通，此模态结束。
模态7[t6～t7] V3和V4均关断，V2关断，V1继续开通，VD1，VD3，VD6，VD7，VD8正向导通，VD2，VD4，VD5反向截止。上半单元电路状态与模态5中状态相同，Uin和L2继续给C4充电，iL2线性下降。VD7，VD8同时导通，uLm2被箝位在零。故iLm2恒定，VD7上电流iVD2增加，而VD8上电流iVD8减少。同时，由于谐振的作用，CV4一直被反向充电，一直到uCV4=0。此时VDr4正向导通。为V4的ZVS导通创造了条件，此模态结束。
模态8[t7～t8] V3和V2关断，V4导通，V1继续开通，VD1，VD3，VD6，VD7正向导通，VD2，VD4，VD5，VD8反向截止。上半单元的电路状态与模态5中状态相同，Uin和L2继续给C4充电，iL2线性下降。由于VDr4正向导通，V4能实现ZVS开通，流过VD7和VD8的电流之和等于iL4当流过VD7的电流等于iL4时，VD8反向截止，此模态结束。
双重单级PFC软开关变换器后半个开关周期(t9～t16)与前半个开关周期(t1～t8)类似。
3 参数设计
3．1 实现高功率因数的条件
在单级PFC变换器中，当PFC变换器工作在断续电流模式(DCM)下时，输入电流基本上能跟随输入电压变化，实现其固有的PFC功能。为使PFC变换器工作在DCM下，必须满足以下条件：
式中：L1为PFC升压电感；Ro为输出负载阻抗，Ro=24 Ω；Uo为输出电压，Uo=48 V；Ts=10μs；η为变换器效率；uC为中间储能电容上的电压，uC=450V；D为占空比，D=0．28。
由式(1)，(2)可知，选L1=L2=0．5 mH时可达到高功率因数校正的目的。
3．2 主开关管的选择
主开关管的最大电压值为：
式中：Lm为励磁电感；C为箝位电容；fs为开关频率；N为变压器的匝数比。
主开关管的最大电流值IV3max=4．4 A。此处选择的主开关管是2SK1358，漏源电压为900 V，最大漏极电流为9 A。
3．3 箝位开关管的选择
箝位开关管的最大电压值为：UdsV2_max=Uin+NUo／(1-D)=587 V，其最大电流值IV2max=3．4 A。取最大电流的两倍裕量，即6．8 A，取电压的1．5倍裕量，即881 V，此处选择的箝位开关管是2SK1358。
3．4 实现ZVS的条件
为确保主开关管实现ZVS，当主开关管开通时，其体电容上电压必须为零。因此储存在Lr1中的能量必须大于储存在CV3中能量。Lr1≥ CV3(Uin+uC)2／iLr12。根据2SK1358数据手册，CV3≈800 pF，Uin=450 V，iLr1=4．4 A，故Lr1=Lr2=15μH时可实现ZVS。
4 实验结果分析
基于图1拓扑制作了一台额定输出功率为96 W，输入交流电压在165～265 V变化，输出电压恒定在48 V，额定输出电流为2 A的样机。图3a示出输入电流、电压和输出电压波形，可见，输入电流基本上与输入电压同相位，达到了高功率因数校正的目的；输出电压稳定在48 V，达到预期效果。图3b，c示出V1～V4的驱动和漏源电压波形，可见，V1～V4均是在零电压下实现开通与关断的。
图3d示出变换器功率因数和效率曲线，可见，在额定值下变换器功率因数为0．988，效率为93．97％，该变换器具有高功率因数和高效率。
5 结论
提出了一种新颖的双重单级PFC软开关变换器，所有的功率开关管都实现了ZVS开通，且电压和电流应力较小，同时实现了高功率因数校正。通过分析，给出了关键参数的设计要求，然后搭建了一台输出为48 V／2 A，96 W的实验样机，在额定值下变换器功率因数为0．988，变换器效率为93．97％。实验结果与理论分析结果相符。
上一篇：一种输入功率因数补偿算法
