1 问题的提出
目前220v市电输入的开关电源，都是采用桥式整流后电容滤波的形式。如果是110V则一般用倍压整流。其基本连接如图1所示。由于Uc的存在，只有当市电的峰值超过它时二极管D才会导通，给负载提供能量。其他时间段D都是截止的，见图2。50Hz正弦波的半个周期是10mS，而这里D的导通时间只有（2~3）mS。故其峰值系数（峰值与其有效值之比）一般≥3，而正弦波形的峰值系数为1.414。
输入电流形成50Hz的脉冲，其总谐波失真THD可达120%，即所有高次谐波（频率为50Hz的n倍，n=2～∞），电流之和的均方根幅度超过了基波I1的幅度。功率因数由式（1）计算，式中Φ是电流和电压之间的相位角差。而THD的计算式见式（2）。
总谐波失真THD当然可以用频谱仪测量各次谐波的幅度再用公式计算，但是这很麻烦。一般都是用失真度计测量，测量范围一般可以从100%～0.01%。失真度计工作时是滤除基波，测量剩下的电压幅度值再和基波相除就得到总谐波失真THD。
功率因数PF的测量一般采用电能质量测试仪，比如杭州远方生产的PF9800 。这种仪器应该是同时测量出COSΦ和THD，经过运算得出PF值。由于谐波电流非正弦波，需要用真有效值表来测量。如果仪器内的真有效值表不到位，测出的PF值就会产生较大的误差。由于电流的峰点出现在电压的峰值处，Φ≈0，所以COSφ≈1。
当输入电流没有失真时THD=0，PF就是1，而THD＞0时PF＜1。通常市电经桥式整流、电容滤波后的PF约为0.6～0.7。滤波电容和母线等效负载电阻的乘积越大，整流管的导通时间就越短，故其峰值系数就越高，THD越大，所以PF值越小。
2 危害
由于谐波电流的幅度超过了基波的幅度，而它不做功只会使导线发热，消耗能量。
三相基波电流各相的相位差为120°，而谐波电流的相位很复杂，和基波电流合成后的电流彼此之间的相位会改变，三相的相位差不再是120°，造成三相不平衡。而不平衡的直接后果就是中线电流增加，严重时会烧毁变压器。下面举三个例子给予说明。
⑴ 输入调压器的异常。本人2000年以前开发的开关电源都不带PFC，开关电源输出的直流加1. 5kW负载（那时没有真有效值表，无法确定其输入VA）时，5kVA的调压器就发出相当大的哒哒声（注意：不是嗡嗡声），当负载增加到2.5kW时，调压器的震动让人无法忍受。而开关电源加入PFC后，加3kW的直流负载时，调压器发出比较大的嗡嗡声，完全不影响工作。
⑵ 500kVA的三相变压器不能够带80kW的开关电源负载。浙江某厂在90年代开发出一种1kW开关电源，用户要求80台同时老化。虽然是按三相均分的，但总烧中线保险丝，如果把保险丝电流加大，变压器发出异常声音，并有烧毁的迹象。不得已放弃同时老化。
⑶ 浙江富阳某电镀厂，购进一台12V/10kA的可控硅整流电源。开机时全厂所有电子系统全部失灵，专家指出只能加有源功率因数补偿设备。但是，相应的设备比这台电源还要贵，难以承受。
3 怎么来修正输入电流的波形
上面分析了危害的根源是输入电流的非正弦化，原因是在有滤波电容时二极管的导通只在输入电压的峰点出现。如果二极管前的电压能够始终保持高于电容上的电压，就能够使二极管在整个半周期内都导通。可以用一个和桥式整流输出相反的补偿波形与其叠加，如图3所示来实现。如果输入电压是220V有效值、输出的直流电压正好是输入电压的峰值311V时, 这补偿电压UL的波谷可到零。一般为了在市电较高时PFC电路也能够正常工作，取输出直流电压为380V～400V，这样该补偿波形在输入电压为交流220V时就带有直流成分70V~90V。
具体电路见图4，由电感L、开关K、升压二极管D2构成的Boost电路产生这个UL补偿波形。
图中的开关K是由整流后的馒头波和输出电压二者共同控制，是相乘的关系，所以要用到乘法器M。在UC-3845中还加入了前馈电路，即控制开关的脉冲宽度反比于输入电压。所以，以上的乘积还要用除法器去除前馈电压。这样在输入电压大幅度变化时效果比较好。
相对于50kHz~100kHz的高频开关频率而言，100Hz馒头波的一小段可以看做是固定不变的量，所以开关管的驱动脉冲有一个对应的脉冲宽度，如图5所示。馒头波的波峰（正弦波的峰点）就是补偿波形的波谷，此时对应的高频脉冲的宽度最窄；反之，馒头波的波谷（正弦波过零点时）就是补偿波形的波峰，对应的脉冲宽度最宽。要注意的是：图5是一个示意图，上下的脉冲并非一一对应的关系。补偿电压UL 波形的一小段，对应下面的的驱动脉冲可以同宽度的重复上千个，所以时间轴的单位不同。
简单的DCM电路由于其电感电流跟随输入电压变化，即其峰点的包络线是和输入电压一致的，所以无需乘法器，开关器件只要受输出电压控制即可。
采用乘法器的PFC电路，其输入电流跟随输入电压的效果很好。用UC-3854芯片做的输出kW级的PFC电路，其输入电流和输入电压分别用双踪示波器的Y1、Y2显示时，二者的波形基本上能够重合，用失真仪实测其输入电流的THD≤2%。按公式计算为PF＞0.999 。
4 几种基本模式的特点
⑴ DCM模式
储能电感里电流不连续导通，如图6（a）所示。
其优点是，电感里的电流幅度能够自动跟踪输入电压，所以能够实现输入电流的正弦化。只需要输出电压的一个反馈环路，所以控制芯片成本低。而且由于电感里的电流每次都降到零，能量全部释放光。即当开关管导通前，流过升压二极管的电流已经为零，不存在反向存储电荷，所以对该二极管的反向恢复时间要求不高。
缺点是，同样输出功率时这种模式的开关管峰流最大；储能电感里的高频电流幅值亦大，使电感的损耗比较大；另外，它的工作频率是随输入电压和负载而变化的，不利于输入滤波器的设计。所以，一般用在输出100W以下的电路中，适合电子镇流器等小功率的场合。
⑵ CRM模式
储能电感里电流临界导通，如图6（b）所示。
在控制芯片中设有电感电流过零检测电路，以保证电感里能量释放完后，开关管才导通。所以，同样对升压二极管的反向恢复时间要求不高。但是它需要简单乘法器才能够保证输入电流的正弦波化。DCM的优点和缺点它都有，只不过程度不同而已，故适应的负载范围也差不多。
⑶ CCM模式
储能电感里电流是连续的，如图6（c）所示。
最大特点是储能电感里电流变化量小。在开关管截止后，电感开始释放能量，一般设计是在电流只减少20%就停止，开关管导通再蓄能。所以，同样输出功率这种模式储能电感里的高频损失最小，适合做大功率。相应的缺点是，需要乘法器来完成输入电流的正弦波化，故控制芯片复杂成本高。另外，最大的缺点是在开关管导通、升压二极管要转入截止时，由于电感里的电流只减少了20%，故还有相当大的电流流过升压二极管，在二极管内存储了反向电荷，这些电荷的释放产生的反向恢复电流，不但造成二极管和开关管的损耗而且形成了EMI干扰。因此对该二极管的反向恢复特性要求很高。
5 功率的分配
PFC电路输出的功率由两部分组成：一部分由市电整流后的馒头波直接提供，另一部分是由Boost电路产生的补偿波形部分。由于后者在产生时有效率问题，所以这部分所占的比例越多，总效率就越低。而PFC电路输出电压是稳压的，因此输入电压越低总效率也越低。
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