电荷泵式电子镇流器基本电路的分析

_in对逆变器电路的影响。该逆变器的工作可分为三个等效的拓扑，如图5所示。图5中R_1a'是灯的等效电阻。图5表明，电容C_in在阶段1及阶段3，并不影响电路工作，但在阶段2和阶段4，C_in被接入了谐振电路。在交流等效电路中，C_in同C_r并联起来了。因此，该等效的逆变器，可近似为图6的电路。等效谐振电容值等于C_ineq＋C_r（而C_b1仅仅是个隔直电容）。
    转换后C_in的等效值可近似为一个可变电容C_ineq，如图6所示。因为，在一个开关周期内，由C_ineq泵入谐振电路中的电荷可由式（4）表示，C_ineq两端上的电压变化等于2U_p，则该等效的输入电容可以这样估算：

通常，在交流电网电压半周期内，2U_p和u_dc的变化是很小的，可通过适当的设计，使u_dc≈2U_p，总能保持住。所以式（9）可写成
 

    尽管式（10）从数学上讲不是严密的。但它使我们能较好地理解C_in对谐振电路的影响。一般地说，由于C_in的影响，总的谐振电容值（C_r＋C_ineq）是随着电网电压u_g的下降而减小，如式（10）所示。这使得高频交流电压u_a的幅值在电网电压半周期内成为可变的。从而，在此半周期内，式（7）就不能成立。于是，输入电流波形畸变了，THD也升高了。因为，灯的阻抗很接近一个具有负的动态值的电阻（负阻），则灯管电压上叠加的100Hz的纹波也会在灯电流波形上引发较强的100Hz纹波。结果，灯电流的波峰比CF值也变高了。
    当电网电压变低时，总的谐振电容就变小了。在轻载状态，这可能引起该逆变器的谐振频率偏移到高于开关频率，谐振电路的电流i_L将会超前回路电压u_t。结果，导致功率开关管MOSFET不能在零电压下开关（ZVS）（详见3中的论述）。高频工作时，MOSFET中的二极管的反向恢复电流可能会损坏MOSFET器件（详见3中的例子 ） 。
    虽然，选用大的C_r（C_r》C_in）可能会降低C_in引起的影响，但谐振电感器中的电流应力仍然很高。所以，从效率和L_r的体积尺寸两者来考虑，选用大的C_r并不可取。
3  改善输入电流及灯电流波形的办法
    根据式（5），要获得正弦输入电流波形，有两个途径：一是调整MOSFET管的开关频率f_s，二是获得一种关系式：2U_p=u_dc。调整f_s就需要复杂的控制电路，况且，也难保证得到低的灯电流波峰比CF。因此，设法使2U_p=u_dc，是可选择的途径。
3.1  基本的解决思路
    图1基本电路的波形示于图7。由于C_in的调制作用，u_a的包络线上有明显的100Hz纹波。u_c的变化，也不能跟随输入电压u_g。为得到良好的输入功率因数，应该滤平u_a的包络。在特殊情况下，2U_p总是大于u_dc，可以采用二极管箝位技术，来滤平u_a的包络。此电路示于图8，其波形如图9所示。u_a的包络被箝在u_dc（在这种情况下，u_amax=u_dc，u_amin=0），式（7）总能成立。可获得正弦输入电流波形。
3.2  工作原理
    该逆变电路的稳态工作可分成六个工作模态，如图10所示。图中，Z_A代表C_ineg，C_r及R_1a'＋C_b1的等效组合。图11为该电路的仿真波形。在下面讨论中，正向电流和电压的方向按图10所示定义。

    1）模态1
    S₂关断，电感电流反向流经D₁，使S₁可在ZVS状态导通。在这种模态下，u_a小于u_dc，u_Lr1总是正的。从而，电感电流i_L的幅值下降，当i_L降到零时，这种模态结束。
    2）模态2
    S₁导通，因为u_a处于0和u_dc之间，D_a1和D_a2均截止。由于电感电压的极性关系，电感电流i_L维持正向增长。当u_a达到u_dc时，这个模态结束。
    3）模态3（箝位模态或续流阶段）
    D_a1导通，u_a被箝位到u_dc，u_Lr1为零。因此i_L通过D_a1和S₁续流。当S₁截止时，该模态结束。
    4）模态4
    S₁截止，迫使正向的电感电流流经D₂。从而使S₂以ZVS导通。在这种工作模态中，u_a总是正的，所以，电感电压u_Lr1总是负的，电感电流的幅值下降。当电感电流变成零时，该模态结束。
    5）模态5
    S₂导通，D_a1和D_a2都不导通。因为u_a是处在u_dc和零之间。加在L_r1上的电压是负的。因此，电感电流按反方向增加，如图11所示。在降到零时，该模态结束。

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