零中频接收机在几十年前被提出来，工程中经历多次的应用实践，但是多以失败告终，近年来，随着通信系统要求成本更低，功耗更低，面积更小，集成度更高，带宽更大，零中方案能够很好的解决如上问题而被再次提起。
本文将详细介绍零中频接收机的问题以及设计解决方案，结合TI的零中频方案TRF3711测试结果证明，零中频方案在宽带系统的基站中是可以实现的。
1 超外差接收机
为了更好理解零中频接收的优势，本节将简单总结超外差接收机的一些设计困难和缺点。
图一是简单超外差接收机的架构，RF信号经过LNA(低噪声放大器)进入混频器，和本振信号混频产生中频信号输出，镜像抑制滤波器滤出混频的镜像信号，中频滤波器滤除带外干扰信号，起到信道选择的作用，图中标示了频谱的搬移过程及每一部分的功能。
在超外差接收机种最重要的问题是怎样在镜像抑制滤波器和信号选择滤波器的设计上得到平衡，如图一所示，对滤波器而言，当其品质因子和插损确定，中频越高，其对镜像信号的抑制就越好，而对干扰信号的抑制就比较差，相反，如果中频越低，其对镜像信号的抑制就变差，而对干扰信号的抑制就非常理想，由于这个原因，超外差接收机对镜像滤波器和信道滤波器的选择传输函数有非常高的要求，通常会选用声表滤波器(SAW)，或者是采用高阶LC滤波器，这些都不利于系统的集成化，同时成本也非常高。
在超外差接收机中，由于镜像抑制滤波器是外置的，LNA必须驱动50R负载，这样还会导致面积和放大器噪声，增益，线性度，功耗的平衡性问题。
镜像滤波器和选择滤波器的平衡设计也可采用镜像抑制架构，如图二所示的HARTley(1)和 Weaver(2)拓扑架构，在A点和B点的输出是相同极性的有用信号和极性相反的镜像信号，这样通过后面的加法器，镜像信号就可以被抵消掉，从而达到简化镜像滤波器的设计，但是这种架构由于相位和幅度不平衡，其镜像信号没有办法完全抑制，如证明(6)，镜像抑制比IIR.
E指相对的电压幅度差，指相位差，如果 E和θ足够小，式(1)可以简化为(2)。
这里θ是弧度，如果E=5%,θ=5度，IIR约为26dB,如果要达到60dB的IIR,需要θ低于0.1度，这是非常难以实现的，通常这种架构可以做到30-40dB的镜像抑制(7)，所以，即使采用这种架构，镜像抑制滤波器和信道选择仍然需要仔细设计。
图二： Hartley和Weaver镜像抑制架构
2、零中频接收机
2.1 零中频接收机架构及优势
零中频接收机架构如图三，是指RF信号(radio Frequency)直接转化到零频信号，LPF(低通滤波器)用于近端干扰信号的抑制， 在零中频架构中，在典型的相位/幅度调制中，正交的I和Q两路信号是必须的，由于两个边带信号包含了不同有用信息，必须在相位上区分。
相较超外差架构，零中频架构优势：1:没有镜像抑制要求;2:LNA不需要驱动50R负载;3:采用相同ADC情况下，带宽是超外差架构的两倍;4:声表滤波器和复杂的LC滤波器可以采用简单的低通滤波器替换，从而利于集成芯片设计，如图四，TRF3711就是采用零中频架构，集成了I/Q解调器，低频的可调增益放大器以及可调信道选择滤波器，实现了高集成方案。
既然零中频接收架构如此简单，为什么到目前为止，还没有广泛应用呢?那是因为零中频接收机极易被各种噪声污染，从而影响系统性能，下面将讨论零中频接收架构的挑战。
2.2 零中频接收机的挑战及解决方案
零中频接收机到目前为止，还只用于手持设备上，在基站上还没有应用，原因是在零中频架构上，有很多无可避免的噪声源没有办法得到抑制，本文将重点讨论闪烁噪声(1/f)，直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次谐波。
2.2. 1 闪烁噪声(1/f)
闪烁噪声是有源器件固有的噪声，其大小随频率降低而增加，主要集中在低频段，闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比，在通常的零中频接收机中，增益都放在基带，射频部分(LNA和解调器)的增益大概在30dB左右，所以下变频信号大概会在几十微伏，所以射频输入级(LNA,滤波器等等)的噪声就变得非常重要。
为了更好理解闪烁噪声，我们可以来分析一个独立的MOS管，在输入闪烁噪声和纯热噪声情况下的噪声恶化情况，对一个典型的亚微粒MOS管，计算带宽为1MHz情况下的闪烁噪声：(3)
计算从10Hz到200KHz的带宽内的闪烁噪声如下
如果只考虑热噪声
如果考虑闪烁噪声的情况下，噪声增加了Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差结构中，闪烁噪声将无关紧要，因为信号主要在中频进行放大。
减少闪烁噪声的方法(3)：下变频器后的链路工作在低频，这样可以选择双极性晶体管，从而能够降低闪烁噪声;另外采用高通滤波器和类直流校准也能够抑制低频的噪声。
2.2. 2 直流偏置(DC-offset)
由于零中频接收机转换带宽信号到零中频，大量的偏置电压会恶化信号，更严重的是，直流偏置信号会使混频后级饱和，如饱和中频放大器，ADC等。
为了理解直流偏置的起源和影响，我们可以参照图四的接收通道进行说明。
如图四(a)所示， 本振口，混频器口，LNA之间的隔离度不好，Lo(本振信号)可以直接通过LNA和混频器，我们叫做“本振泄露”, 这种现象是由于芯片内部的电容及基底耦合的，耦合的Lo信号经过LNA到达混频器，和输入的Lo信号混频，叫做“自混频”,这样会在 C 点产生直流成分;近似的情况如(b)，从 LNA出来的信号耦合到混频器的本振输入口，从而产生了直流分量;
为了保证ADC能够采样出射频端口微伏级的电压，通常需要整个链路增益在100dB以上，其中25-30dB的增益来自LNA和混频器的贡献。
基于如上分析，对于自混频产生的直流偏置，我们可以做一个大概的估算，假设混频器的Lo输入信号为0.63Vpp(等同于在50ohm系统中的0dBm)，通常情况下是-6dBm--+6dBm,假设隔离度为60dB,所以图五(a)，考虑到30dB的射频增益，混频器的输出直流信号大概为10mVpp,在现代通信系统中，在LNA输入的有用信号可以低至30uVrms, 为了能够采样有用信号，需要中频放大70dB左右，10mV的直流电压也会放大70dB,会导致混频器后的基带放大器器件饱和，产生失真，即使基带放大器是理想的放大器，也需要一个超高动态范围的ADC才能解决直流偏置问题，而这种动态范围的ADC在实际上是不可实现的。
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