怎样解决零中频接收机的直流偏置问题呢?最简单的方案是采用交流耦合的方式，比如加一个高通滤波器，然而随机二进制数据的频谱在DC会呈现出一个峰值，很多仿真证明，为了不恶化信号，高通滤波器的频率截止点必须低于数据速率的0.1%, 如果是GSM信号，其数据速率为200K,这要要求滤波器的截止频率为200Hz左右，这样小的值会导致，1:如果直流偏置变化，其响应会非常慢，2:需要非常大的电容和电阻， 解决的办法是采用在直流附近最小化信号能量的调制方式，比如UMTS制式的BPSK调制方式。
另外一种常用的方法是通过算法校准的方式消除直流偏置，如图五所示的架构是TI(德州仪器)的盲校算法，通过计算122.88MHz时钟周期的直流偏置量，每1.067ms输入信号实时抵消直流偏置。
直流累加
更新直流偏置
直流偏置更新统计
直流偏置补偿
TI的盲校算法可以在全温范围内把直流偏置校准到低于+/-5mV以内，图六是基于TRF3711的实测试结果。
2.2. 3 I/Q不平衡(I/Q imbalance)
对于大多数相频调制信号，采用零中频架构要求I/Q两路信号必须是正交，可以采用射频偏移90图七(a)度或者Lo偏移90度度的方式图七(b)，偏移RF信号需要承担严重的噪声-功率-增益间的平衡，通常采用偏移Lo的方式实现正交解调，对于I/Q两路信号的相位，幅度不平衡都会导致解调信号的星座图恶化。
图七：正交生成在 RF(a)，Lo(b)
为了更好理解I/Q不平衡对信号的影响，设定输入信号为Xin(t)=acosωct+bsinωct, a和b可以任意为+1或者-1,假设I/Q两路相位是相等的，即：
和θ代表指增益和相位差，输入信号分别乘以Lo的两个相位，加上低通滤波器，可以得到如下结果。
图8(a)，(b)分别在星座图中标示了增益不平衡和相位不平衡的情况，为了更直观的说明I/Q不平衡的影响，在时域图进行分析，图(c)是增益不平衡造成幅度的比例因子不同，而图(d)是相位不平衡造成了一个通道的部分脉冲数据恶化另一通道的数据，但是相对镜像信号(实中频)而言，边带信号(复中频)的影响非常小。
虽然相较镜像信号的影响，I/Q不平衡的影响没有非常显着; 同样需要对I/Q不平衡信号做处理，除了在硬件上尽量保证I/Q两路信号的幅度一直和相位平衡外，通常会采用算法进行校准，TI(德州仪器)的盲校算法可以校准到近20dB的改善 (此处不详细描述具体的算法过程)。
图九：I/Q 盲校结果
2.2. 4 偶次谐波(even harmonIC)
传统的超外差架构对只是对奇次谐波敏感，而零中频接收机则对偶次谐波非常敏感，简单举例，传统的高中频方案，设主信号中频为100MHz,两个干扰信号f1=110MHz,f2=120MH 在，三次谐波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他们离主信号都很近，而偶次谐波f1-f2,f1+f2等都离主信号很远，从而能够非常容易滤除，所以对零中频架构而言，偶次谐波影响就非常严重，通常以IIP2来定义偶此谐波，相比奇次谐波，偶次谐波的功率更大，而且不像奇次谐波，可以通过频率规划来规避它，而偶次谐波可以产生于任何高功率的调制干扰信号，没有办法通过频率规划来避免。如图十示。
怎样抑制偶次谐波呢?简单的方法就是采用差分LNA和混频器，但有两个问题需要注意，首先，天线和双工器都是单端的，所以需要单端到差分的转换，比如加变压器，由于通常其会有几个dB损耗，会引入几个dB的系统噪声，其次，差分的LNA需要更高的功耗。
2.3 TI 零中频方案实现
TI发布的零中频接收机TRF3711,集成了宽带的解调器，中频PGA,可调带宽滤波器，自适应的直流校准模块，以及ADC驱动放大器，配合TI的盲校算法，外接LNA模块，就可以实现在基站上的应用 (除了MC-GSM外的应用)。
图十二，十三，是基于20MHz OFDM信号的实测结果，显示TRF3711完全能够满足宽带信号的基站应用。
3、总结
零中频接收机天然具有易集成，低功耗，低成本等特点，但是由于其自身的技术特点，零中频接收机还没有在基站系统中广泛的应用，本方案详细分析了零中频接收机的技术难点，以及相应的解决办法，结合TI零中频接收机方案TRF3711的测试结果，证明了零中频接收机在宽带系统中依然是可是实现的。
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