一、引言
在中大功率场合下，由于开关管电压应力低、易于实现软开关等优点，移相全桥电路得到比较广泛的应用。其副边的整流电路形式主要有：全桥、全波、倍流等方式。全桥方式应用于输出电压较高的场合。对于输出电压不高的场合，全波电 路由 于其元件少，结构简单等优点得到广泛应用。但它也存在一些问题，诸如占空比丢失、整流二极管的反向恢复引起的电压尖峰以及两桥臂实现ZVS（零电压开关）的差异。倍流整流方式则可以克服上述缺点。本文详细分析了倍流电路的工作原理，并将数字控制应用于此电路中，从而克服了模拟控制的一些缺点，取得了较好的控制效果。
二、电路分析
一个周期分为12个工作模态，由于下半周期的六个工作模态和上半周期类似，所以，只分析上半周期的工作情况。为便于分析，首先做如下假设：
（1）各开关管为理想开关管；
（2）输出滤波电感Lf1=Lf2；
（3）输出电容Coss1=Coss2=Clead、Coss3=Coss4=Clag；
（4）电容Cb上的电压Vcb<<V0；
（1）t0~t1
t1之前，Q1、Q4开通，副边整流二极管D1截止、D2导通。Lf1上电流由于承受正压而上升，Lf2的电流由于承受副的输出电压而线性减小。Q1在t1时刻关断，原边电流给Coss1充电、Coss2放电。此阶段，有：
iLf1=I1(t0)+(nVi-V0)/Lf1
iLf2=I2(t0)－V0/Lf2
ip=iLf1/n
n为变压器副原边匝比。
（2）t1~t2
t1时刻，Q1关断，Coss1的存在使得Q1为零电压关断。此时，副边电流就是Lf1中的电流。Lf1中的储存的能量折射回原边以及储存在漏感中的能量给Coss1充电、Coss2放电。由于Lf1比较大、储存在其中的能量比较大，所以，有足够的能量给Coss1、Coss2充放电。在此期间，可认为原边电流保持不变。这样，Coss1、Coss2上的电压分别为：
Vc1=Ip(t1)(t-t1)/2Clead
Vc2=Vi-Ip(t1)(t-t1)/2Clead
在t2时刻，Coss2的电压下降到0，Q3的反并二极管导通，此时，Q3可实现零电压开通。此模态到此结束。这段时间为2*Vi*Clead/Ip(t1)
(3)t2~t3
这个模态中，iLf2的电流变向（此对实现滞后管的零电压开通有意义），那么D2中的电流将降到0，自然关断。D1中流过iLf1和iLf2中的电流之和。iLf2的电流变向，将被反射回原边，进入下一个模态。
(4)t3~t4
中，Q2的反并二极管和Q4导通，Cb上的电压由于电流始终对其充电而持续上升。副边中，D2关断，D1导通流过全部负载电流。Lf1、Lf2都承受负的输出电压，其上电流线形减小。此模态方程仍为：
iLf1=I1(t2)-V0*(t-t2)/Lf1
iLf2=I2(t2)-V0*(t-t2)/Lf1
所不同的是，iLf2的电流是反向的，折射回原边有：ip(t)=-iLf2/n。此模态中，iLf2反向增加，原边电流又开始增大。
(5)t4~t5
t4时刻，关断Q4,漏感能量和Lf2的能量给Coss3放电、Coss4充电。由于Coss4的存在，Q4是零电压关断。Cb上电压因为原边电流的继续充电而继续上升。Lf1上的电流通过D1续流，变压器副边电流即是iLf2上的电流。假设此模态中，ip近似不变，则Coss3、Coss4上的电压分别为：
Vcoss3=Vi-Ip(t4)*(t-t4)/2Clag
Vcoss4=Ip(t4)*(t-t4)/2Clag
在t5时刻，Coss3上的电压下降到0，模态结束。此模态持续时间为：2Vi*Clag/Ip(t4)
(6)t5~t6
Coss3电压降到0后，Q3的反并二极管自然导通。此时，Q2、Q3的反并二极管都导通，变压器的原边承受反向输入电压。Lf2 承受正的电压，Lf1的电压为负的输出电压。iLf1电流减小、iLf2电流增大（从负的最大值开始回升），原边电流减小。直到t6时刻，原边电流减小到 0，此模态结束。
(7)t6~t7
t6时刻原边电流减小到0，Q2、Q3同时导通，原边电流流经Q2、Q3、Cb、变压器。这段时间里，电源给负载提供能量。Cb上电压开始下降，Lf2电流增加，开始储能。
到t7时刻，Q1关断，进入另一个半周期。与上述各模态类似。
三、数字化控制方式
DSP采样输出电压和电感电流，采用电压电流双闭环，以实现稳压并且提高系统的性能。
本系统中采用Motorola 最新推出的DSP—DSP56F8323。此DSP高达60MHz的频率，使其能满足系统对于实时性的要求。12位AD转换器保证了较高的精度。PWM模块可以输出6路PWM波，非常适用于电机控制。
由于PI调节器算法简单、可靠性高，一直被广泛应用于工业控制，所以本文也采用数字PI调节，将电压环的输出作为电流环的给定。同时，为防止可能出现的积分饱和的情况，在算法中加入了抗饱和环节。
可见抗饱和项600) this.width=600;if(this.clientHeight>600) this.height=600" border=0>只在计算结果Uv(n)溢出时才起作用，通常情况下Epiv＝0。
四、实验结果
在实验室中采用上述方法实验成功原理样机。其具体参数如下：Vin=300~380V，Vo=48V，Po=500W。匝比K=2.5，隔直电容Cb= 0.2u，输出滤波感Lf1=Lf2=15u。实验结果证明了，超前滞后管都可以在很大的范围内实现ZVS，并且取得了较高的精度。下面给出了电流轻载、半载、满载的驱动和漏源波形。
在输出电流1A到满载范围内，滞后管都可以实现零电压开关。并且，副边二极管由于是自然换流，所以不存在反向恢复引起的电压尖峰，降低了副边二极管的要求。这一点从二极管的电压波形上可以看出来，几乎没有任何的电压尖峰。相比于全波整流电路，倍流整流方式大大拓宽了桥臂零电压开关范围。
五、结论：
（1）倍流整流方式克服了全波整流所带来的占空比丢失、滞后管ZVS困难以及二极管反向恢复带来的电压尖峰问题。
（2）使用DSP56F8323实现系统的全数字化控制。该DSP有足够的资源应用于电力电子的控制当中。
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