采用BoostPWMD/D变换器的正弦波逆变器_电工文摘

采用BoostPWMD/D变换器的正弦波逆变器

点击数：7147 次录入时间：03-04 11:48:07 整理：http://www.55dianzi.com 电工文摘

（8）

式中：S动态开关函数是逆变器的输入控制量；

u_a，u_b为逆变器a点和b点的电压；

i₁，i₂为流过电感L₁和L₂的电流。

函数控制Boost逆变器框图如图8所示。图中X是逆变器的中间输出量，也是控制电路的中间输入变量。函数控制逆变器的特点是系统绝对稳定，响应速度快，无过冲与超调，能完全抑制电源电压U_s及负载阻抗大，小信号扰动的影响，输出电压u_L与Boost逆变器参数无关，能适应各种性质的负载，但实现比较困难。

图8 Boost逆变器的函数控制系统框图

4.4 离散控制法

离散控制法通过选择适当的反馈变量的离散采样值，诸如输出电压u_L的离散采样值u_L（nT）;电感电流离散采样值i₁(nT)和i₂(nT)；输出电流离散采样值i_L(nT)；预估控制约束条件为U_(n＋1)T－U_r=k[U_(nT)－U_r]（式中nT表示离散时间，T为开关周期）。人为地构造出控制律，以便抑制输入及负载扰动对输出电压的影响，获得比较理想的输出特性。

离散控制法Boost逆变器主电路的离散分析相当复杂，离散量控制律的实现也十分麻烦，预估值需按经验确定，故在应用中有一定限制。

4.5 电压跟踪控制法

Boost逆变器采用电压跟踪的原理电路如图9所示。控制电路利用滞环比较的方式，使Boost逆变器的输出电压，快速不停地跟踪一个基准正弦波电压，即利用逆变器的左臂跟踪正半周电压，右臂跟踪负半周电压，两臂轮流跟踪就能够得到一个完整的正弦波电压。

图9 Boost逆变器采用电压跟踪控制的原理电路框图

基准正弦波电压，是由控制电路中的基准正弦波发生器产生的，为了控制左右臂变换器轮流跟踪，还需要一个与基准正弦波电压同相位的方波电压，用此方波电压的正负半周来切换左右两臂变换器的跟踪。

逆变器各臂的功率输出，首先是利用Boost高速开关把直流电能变换成电感能，然后再把电感能转移到滤波储能电容C₁（或C₂）和负载上。

电感能向电容C₁（或C₂）和负载的转移如式（9）

(9)

式中：i_L为流过L₁（或L₂）的电流；

U_C为C₁（或C₂）上的电压；

P为负载消耗的功率瞬时值；

Δt为转移周期。

在时间Δt如果引起电感电流的变化为Δi_L,电容电压U_C的变化为ΔU，则式（9）可以改写成

LΔi_L²=CΔU²＋PΔt

（10）

能量转移与跟踪过程如图10所示。图中t₁～t₂为电感储能时间，t₂～t₃为已跟踪到基准正弦波电压的时间，t₃～t₄为电感惯性移能到i_L=0的时间，t₄～t₅为能量消耗与回收时间；t₅～t₆为电感重新储能时间。t₄～t₅期间电压下降速度决定t₅～t₆期间电感储存的能量。假设因某种原因使输出电压在t₆～t′₇期间未跟踪上基准正弦波电压，则t′₇～t₈期间紧接电感储能，力图在t₈～t₉期间跟踪上基准正弦波电压。在正弦波的上升沿，因滤波储能电容需要充电，故移能频率高，在正弦波下降沿因电容需要放电，故移能频率低。跟踪精度与图10中滞环宽度ΔU有关，ΔU小跟踪精度高，跟踪频率亦高，效率减小；ΔU大跟踪精度低，跟踪频率亦低，但效率高。

图10 能量转移与跟踪过程示意图

5 应用实例

一台已被实际应用的，采用电压跟踪控制法的Boost逆变器电路如图11所示。容量为300VA，输入直流电压U_S=24V，输出交流电压U_L=220V，频率为50Hz。开关器件S₁～S₄采用的是10A/400V功率MOSFET。

图11 采用电压跟踪控制的Boost逆变器电路

在控制电路中，其准正弦波是由时基电路IC₂产生的。IC₂的脚2脚6产生含有U_C/2直流分量的50Hz三角波，此波经390kΩ电阻与0.01μF电容的RC低通滤波后，得到含有6V直流分量的50Hz正弦波6＋2sinωt，此波作为左右臂跟踪用的基准正弦波。控制左右臂输流工作的方波，采用IC₂的脚2脚6三角波与UC电源电压中点，在IC₄进行比较产生。用此方波控制IC₁,IC₃的脚4来切换左右两臂轮流工作。以右臂为例，S₂控制电感能向电容和负载转换，而S₂又受IC₃时基电路的控制，只有当脚4输出U₄>1V的高电平时才使S₂具有开关功能。S₂的开通受脚3的输出控制。这样，当同相位方波为低电平时，IC₃不能置零复位，才允许S₂工作，如果此时脚3输出高电位，则S₂开通，脚3输出低电位，S₂关断。

由式（10）可知，ΔU与负载的大小有关，p↑,ΔU↓；p↓，ΔU↑。为了保证ΔU跟踪基准正弦波电压的精度，需要根据负载大小随时调节iL，使ΔU与负载无关。调节的最好办法是用临界饱和控制电路。对于功率MOSFET来说，在临界饱和状态栅压与i_L成正比，故可以利用开关管的栅压来间接地控制i_L。在图11中用2个三级管组成的间接测量保持电路，只要开关管的端电压大于饱和电压，此电路就使栅压升高，反之使栅压降低。IC₃是具有延滞特性的两态开关电路，当IC₃的脚2脚6电压在U₅/2～U₅(U₅为IC₃的脚5电压)变化时，脚3是施密特跃变，即栅压U₂，6>U₅时，S₂截止，当U_2，6<U₅/2时，S₂导通。故在跃变过程中U₅/2～U₅的大小就反映了所控制的i_L,而U₅又受控于负载的大小，这是因为在L₂重新储能的时候，输出由储能电容C₂独立供电给负载。检测支路中的光耦发光二极管G₆通过的电流i_J的大小，就反映了负载的大小，而其感光管G′₆使U₅随负载的大小而变，以决定电感储能应达到的i_L值。