图16 工作在critical时电感上电流波形
图17 工作在critical时电流波形与M关系
通过两个三相单开关PFC的交错并联(interleaving)的方法也可以减小输入电流的THD值[10]。电路如图18所示。这种并联的思想是让这两个三相单开关PFC电路尽可能工作在接近DCM与CCM临界的情况下，然后两只开关的驱动信号在相位上相错开180°。这样对单个三相单开关PFC电路来说是工作在DCM下，但这两个模块的电流之和有可能是连续的，输入网侧电流的谐波显著减小，电流波形如图19所示。交错并联的好处是：一方面减小了输入电流的THD值，另一方面由于两只开关驱动信号在相位上错开180°，使系统的等效开关频率提高1倍，这可以使EMI滤波器的截止频率提高。这两方面都可以减小EMI滤波器的体积和重量。电路即便不采用任何电流控制方式，这两个三相单开关PFC电路都有较好的均流效果。但是，由于使用两个三相单开关PFC电路模块，会使整个系统的成本提高。另外为了减小两个模块内部相互影响，每个模块还要加一个隔离二极管。
图18 两个三相单开关PFC交错并联电路
图19 两个三相单开关PFC交错并联电路电流示意图
为了减小开关管的电流应力，可用三只开关管取代全桥上半臂或下半臂的整流二极管，另外半臂则不能使用普通整流二极管，而要用快恢复二极管，电路如图20所示[11]。三只开关管用同一个驱动信号，电感电流工作在DCM下。与图8电路相比该电路的优点是：每只开关管的平均电流应力只有图8电路中开关管的1/3，半导体器件的损耗也比较小(因在开关关断时，电流只通过二个半导体器件，而图8电路则通过三个半导体器件)。缺点是：使用了三只开关管和三只快速恢复二极管，成本较高，电路仍工作在DCM下，THD较大。
图20 全桥下半臂用三只开关管取代整流二极管的电路
在提高开关频率进而减小输入滤波器的同时，为了减小开关损耗及EMI，可以通过辅助开关Sa和Lr，Cr组成的谐振支路使主开关管实现零电流关断[12]。电路如图21所示。零电流关断的实现过程是这样的：在主开关S导通期间，Cr通过Lr，S，Sa内部的二极管放电，使Cr电压为上负下正。在开关关断前一段时间，辅助开关Sa先导通，Cr与Lr谐振，将Cr上充好的电能放出。谐振电流经过主开关管的方向与原来主开关管电流方向相反，抵消了主开关管的电流，实现主开关管的零电流关断。
图21 主开关管零电流关断电路
图22是J.W.Kolar等提出的Buck-Boost输出型PFC[13]。这种电路可以认为是反激式单相PFC在三相中的延伸。电路的原理是：开关导通时，电感电流线性上升，开关关断时，电感电流通过变压器向负载释放。电路优点是：输入电流为纯正弦(与图8电路相比，没有输入电流与输入电压的非线性阶段t2，t3)，功率因数为1，输出与输入隔离。缺点是：开关的电流应力和电压应力都很大，与单相正激式PFC相同，适合应用在小功率范围。
图22 Buck-Boost型三相PFC电路
