=
(1) t2期间开关关断，ia，ib，ic在输出电压和相电压的共同作用下开始减小，设Ipeak,a、Ipeak,b、Ipeak,c为该开关周期内ia，ib，ic的最大值，
=
＋
(2)
ib减小到零，t2期间结束，开始t3期间，这时
=
＋
(3)
最后，ia,ic同时回到零，t3阶段结束。在t4期间三个Boost电流保持为零。可求得电感电流的平均值如式（4）所列。
图10给出输入相电流波形与升压比关系。图11是各次谐波幅值与整流输出电压增益M的关系。
图10 输入相电流波形与M关系
图11 各次谐波幅值与M的关系
从上面的分析可知：为了减小网侧输入电流的畸变就要提高输出电压值（输出直流电压高，可以缩短一个开关周期内输入电流平均值与输入电压瞬时值的非线性阶段t2和t3，因而可以减小电流畸变。），但这就增大了开关管承受的电压，也增加了后面DC/DC变换器的电压耐量，也给Boost二极管的选择带来困难。由于电流工作在DCM下，输入侧的电流THD值大，并需要有较大的EMI滤波器。这种电路的优势是：电路简单，仅使用一只开关管，控制容易；由于电路工作在DCM下，Boost二极管Ds不存在反向恢复问题，一般情况下可以不使用吸收电路；开关在零电流下导通，开关开通损耗小；系统成本低。
为了减小输出电压值和输入电流的THD值，可以使用注入谐波的方法来实现开关管的脉宽微调，从而减小电流THD值[7,8]。谐波注入电路如图12所示。谐波注入法主要是通过注入6次谐波来抑制输入电流谐波。6次谐波注入使开关导通比变为
图12 谐波注入法电路图
d(t)=D[1＋msin(6ωt＋3π/2)](5)
式中：m为调制比，0<m<1。
由于输入电流谐波中五次谐波占主导地位，式(4)中略去5次以上谐波时，三相电流可近似为：
Ia=I1sin(ωt)＋I5sin(5ωt＋π)
Ib=I1sin(ωt－
)＋I5sin(5ωt－
)Ic=I1sin(ωt－
)＋I5sin(5ωt＋
)
把式(5)代入式(4)，并忽略m2和高于7次的谐波就有
ia′=I1sin(ωt)＋(I5－mI1)sin(5ωt＋π)－mI1sin(7ωt)
ib′=I1sin(ωt－
)＋(I5－mI1)sin(5ωt－
)－mI1sin(7ωt－
)
ic′=I1sin(ωt－
)＋(I5－mI1)sin(5ωt＋
)－mI1sin(7ωt－
)
由此可见，注入6次谐波时，可以减小5次谐波，但同时也增大了7次谐波。固定开关频率与谐波注入法的THD比较如图13所示。在8kW，800V直流输出时IEC61000-3-2A类标准与固定开关频率三相单开关PFC与谐波注入法时三相单开关PFC的5,7,11,13次谐波幅值的比较如图14所示。在满足IEC-61000-3-2A类标准时，在不同输出电压下允许的最大功率比较如图15所示。
图13 固定开关频率与谐波注入法时的THD比较
图14 在8kW，800V直流输出时IEC-61000-3-2A类标准与固定开关频率及谐波注入法5，7，11，13次谐波幅值的比较（图中系列1，2，2分别为m=4%时固定开关频率，IEC标准，六次谐波注入）
图15 在满足IEC-61000-3-2A类标准时，在不同输出电压下允许的最大功率比较。
另外一种减小谐波的方法是改变开关频率法[9]。这种方法每当三相Boost电感电流均下降到零时，开关管立即导通，开始下一个开关周期。在这种条件下Boost电感工作在DCM与CCM的临界情况(critical)，电感电流波形与升压比M关系分别如图16及图17所示。由于各个时刻输入电压值不同，因而开关频率也不同，即开关是工作在变频情况下。这种方法的优点是：由于开关频率改变，谐波不会集中分布在某个开关频率附近而是分布在某个频率区域范围内。这就减小了谐波的幅值，PFC电路前的EMI滤波器可以设计得比较小。
