图4 电压矢量定义
从矢量图来看，在两相半桥逆变电路中，不会产生零电压矢量。为了合成一个幅值为Uα，相角为α的电压矢量，在矢量分解时，其X轴的分量要有E1和E2共同完成，而Y轴分量要由E3和E4共同完成。
在一个开关周期T内，E1作用的时间为t1，则E2作用的时间为T－t1。E3作用的时间为t2，而E4作用的时间为T－t2。根据矢量分解可以得到式（5）和式（6）（矢量E1，E2，E3，E4的大小均为Ud/2）
t1=
T（5）
t2=
T（6）
又因t1(t2)(<=)T
，所以Ud/2。即半桥逆变电路在采用SVPWM控制时，输出相电压的最大值为Ud/2。
3.3 两相三桥臂全桥逆变SPWM控制[7]
采用SPWM控制时，由N1及N2构成的公共桥臂要同时接入电机的两相绕组中，所以在调制时，公共桥臂的调制波就不同于A及B桥臂的调制波。
整个逆变电路具体调制方法为：在载波相同的情况下，A及B相调制波为正弦波，相位上A相超前B相90°（电机正转，反之，B相超前A相90°，则电机反转）；公共桥臂则采用恒定占空比的方法调制，上下桥臂占空比均为50％，如图5所示。
图5 两相三桥臂SPWM波形
根据图示的电路工作波形，在一个开关周期内输出电压的平均值：
=
＋
(－Ud)dt=
Ud（7）
在SPWM调制中，D=
(1＋msinωt)，代入式(7)可得：
(t)=
mUdsinωt。当开关频率远大于输出电压频率时，输出电压的瞬时值uo(t)≈
(t)。
如此在A及B绕组上得到幅值相等，相位相差90°的正弦电压。电压幅值与调制度m成正比。当m=1时，输出电压峰值达到最大，为Ud/2。依据电机的V/f曲线和输出电压与m的关系，即可实现两相电机的变压变频调速控制。
3.4 两相三桥臂全桥逆变SVPWM控制[5]
逆变电路中，功率器件的每一种通电模式，都能在电机中生成一支空间电压矢量。对于两相三桥臂逆变电路，根据同一桥臂上下开关互补导通的原则，三个桥臂共产生8种开关组合模式，可以在电机绕组上得到8支空间电压矢量，它们以V(A，N，B)来表示。其中A=1时，表示A1导通，A2关断；A=0时，表示A1关断，A2导通，其余类推。8支矢量如表1所列。
表1 8支空间电压矢量关系组合 V 非零矢量 零矢量 无用 A 1 0 0 1 0 1 1 0 N 0 0 1 1 0 1 0 1 B 0 1 1 0 0 1 1 0
忽略绕组电阻压降时，非零电压矢量的幅值为
|V(1,0,0)|=|V(0,0,1)|=|V(0,1,1)|=|V(1,1,0)|=Ud（8）
|V(1,0,1)|=|V(0,1,0)|=
Ud（9）
8支矢量中，两个零矢量位于坐标原点，其余6支根据绕组轴线以图6所示方式分布。电压空间矢量
都可以由与之相邻的两个基本矢量和零矢量组合而成。矢量V(1,0,1)和V(0,1,0)在矢量合成时可有可无。为了计算的方便，只使用4只位于坐标轴上矢量和两只零矢量来合成电压空间矢量。
图6 两相三桥臂电压空间矢量定义
（10）
t1=
t2=
（11）
t0=T－t1－t2由t1＋t2(<=)T，得
(<=)Ud/
，即输出相电压最大值为Ud/
。
4 结语
1）单相电机逆变主电路的结构主要分为全桥和半桥两种。半桥电路结构简单，成本低廉，要求前级电源能稳定提供正负对称输出。
2）全桥逆变电路，由于两相三桥臂需要的开关器件相对较少，易于采用三相电路中六单元功率模块，比起8只开关器件组成的全桥逆变电路优势明显。
3）半桥电路采用SPWM和SVPWM控制时，输出电压最大值相同；在全桥电路中，SVPWM的直流电压利用率比SPWM要高出41％。SVPWM控制易于数字化的实现，合理安排矢量作用顺序，能有效减小开关损耗。
4）从以上控制方案来看，普遍存在的问题为直流电压利用率较低。如何提升电压利用率是单相电机变频调速要克服的问题之一。单相电机的旋转磁场中存在有3次及5次等低频谐波，所以，在选用控制方案时要注意低频谐波的削弱。单相电机两套绕组垂直分布，彼此之间的互感接近于零，在采用更复杂的控制策略，如转矩直接控制时，会起到简化复杂程度的作用；同时，还可以利用两套绕组电流之和来确定磁场的位置，为电机气隙磁场的检测提供了一个有效、简便的途径。
