1 引言
由于电力电子装置对电网的谐波污染，一般在网侧采用体积小、校正效果好的有源功率因数校正器。大多采用前级加BOOST功率因数校正器，后级跟随DC/DC变换器的方式。这种方式的优点是输出电压纹波小，网侧功率因数较高，缺点是前后级要分别控制，动态响应变慢；主电路中的开关器件也较多，成本较高，可靠性降低，而且两级级联后，整体效率降低。单级功率因数校正技术能够解决这些问题，目前对单级功率因数校正电路的研究大多集中在小功率应用领域[1 ]，因此有必要对单级功率因数校正技术在中大功率场合的应用进行研究。文[1]~[3]提出了一种可以在中大功率场合应用的单级软开关高功率因数AC/DC变换器。虽然结构简单，但必须采用脉冲频率调制控制（PFM）策略，给滤波器和磁性元件的设计带来困难。文[4]虽然可以利用PWM控制策略，但结构复杂。本文提出一种利用PWM控制策略、结构简单、能够用于中大功率场合的单级软开关功率因数校正电路，并通过数字仿真和物理实验验证了理论分析的正确性。
2 变换器运行机理分析
2.1 变换器的拓扑结构
变换器的原理如图1所示。采用电流型全桥变换器结合并联负载串联谐振方式来实现软开关。由于这种电压谐振回路中的谐振元件的电压应力很高，因此输出采用电容滤波，这样就能将谐振电容的电压箝位住。谐振电容中串入的双向开关，可以用IGBT和二极管串联或者用GTR。因为电路工作在零电流开关状态，开关损耗很小，可以避免IGBT的电流拖尾，而且IGBT的导通损耗与MOSFET相比较小，因此开关管使用IGBT。
在这种电流源型电路中，采用移相控制方式也可以实现零电流开关和PWM控制，但是必须在主回路的开关管中串联二极管达到单向导通的目的。二极管的导通损耗很大，而且二极管还有反向恢复的问题，容易造成振荡，影响电路性能。若通过增加辅助开关来实现PWM控制，因为辅助开关管中流过的电流较小，还能实现ZCS，导通损耗和开关损耗都较小，控制方式也很简单。
虽然谐振电容放在变压器的副边可以降低电容的耐压要求，还可以利用变压器的漏感。但是，当开关管工作在零电流开关状态时，开关损耗小，同时由于变压器副边的电流很大，会在辅助开关中造成很大的导通损耗，因此将辅助开关放在变压器的原边。
2.2 变换器的运行机理分析
电路的入端电感可以看作Boost电感。当桥臂直通时，相当于Boost电路的开关开通，入端电网电压对电感进行充电；当桥对臂开通时，相当于Boost电路中开关断开，输出二极管导通，电感中储存的能量对负载放电。因此，本文中的桥式电路可等效为如图2所示的单端Boost电路，可以采用与boost校正器相同的控制方式，具有功率因数校正功能。
由于电感电流不能突变，后面的全桥电路不同于电压型全桥电路，同一桥臂的2个开关可以直通，并且充分利用这一特点。当4个桥臂同时导通时，构成谐振回路，使滤波电感储能；在对臂导通时，电感释放能量，通过高频变压器、输出整流滤波电路实现DC/DC变换器的功能。为得到低压输出，可以利用高频变压器将输出电压降低，变压器同时可以作为输入与输出的电气隔离，可提高电路的可靠性。
3 变换器的PWM工作模态分析
为便于分析，将电路中各元件看作理想元件。
在进行功率因数校正时，为了减小电流纹波和电流应力，在功率较大时电感工作在连续状态。由于开关频率远远高于交流输入频率，每个开关周期电流可以近似认为不变，因此可以采用与普通直流变换器同样的分析方式，对电路的各个模态和PWM工作方式进行分析。半个圈开关周期各工作模态如图3所示，其时序图如图4所示。
模态1 ：T0时刻，Q1、Q3导通，Q2、Q4关断，辅助开关QT1
导通、QT2关断，D5、D7导通，如图3(a)所示。设Lf中的初始值为Ip，ILr中电流为Ip，变压器副边电压被箝位在Vo，同时将变压器原边的电压箝位在Vo/k
(k为变压器副边匝数比原边匝数)。由于辅助开关QT1导通，因此谐振电容的电压也被箝位在Vo/k。
模态2：T1时刻，Q2、Q4导通，此时4个开关都开通，A、B两点的电位相等。由于电感Lf中电流不能突变，因此变压器原、副边的电流也不能突变。于是D5、D7仍然导通，因此变压器副边电压仍然被箝位在Vo，变压器原边电压为 Vo/k
。此时，变压器原边电压全部加在谐振电感上，Lr中的电流按式(1)线性减少，相应地，变压器副边电流也开始线性减少，其大小为原边电流的1/k。同一时间，由于流出和流入节点A、B的电流相等，而且入端电流可以近似认为不变，因此主开关管中Q1、Q3的电流也开始线性减少，而Q2 、Q4中的电流相应的开始从零线性增加，实现了零电流开通。此模态下，电路可等效为图3(b) ，Lr中电流可由式(1)描述。这种状态维持到T2时刻Lr中电流降为零， T2可由式(2)所示。
模态3：在T2时刻，当Lr中电流减少到零时，变压器副边电流也相应减少到零。因此D5、D7中流过的电流也变为零，二极管自然关断，因此输出整流二极管也实现了零电流关断（ZCS），此时负载开始由输出滤波电容供电。由于此时辅助开关QT2仍然关断着，而QT1不能反向导通，因此谐振电容无法放电，电容电压仍然被箝位在Vo/k
。谐振电感中的电流保持为零，A、B两点电位仍然相等，辅助开关QT1承受反压Vo/k
。此时入端电感通过4个主开关管续流。输出整流桥仍然关断，负载靠输出滤波电容供电。
模态4：在T3时刻，辅助开关QT2开通，此时谐振电感和谐振电容构成回路，谐振电容中储存的能量开始释放。Lr的谐振初始值为零，Cr的谐振初始电压为 Vo/k
。电感Lr中电流从零开始反向以正弦增加，主开关管Q2、Q4中的电流开始增加，Q1、Q3中的电流开始减少。这一状态一直到Lr中的电流增加到Ip 。这段时间电路可等效为图3(d)所示。在T3-T4期间电容电压，谐振电感电流可分别为
模态5：T4时刻，此时谐振电感中的电流反向增加到Ip ，开关管Q1、Q3中电流下降为零，自然关断。而Q2 、Q4中的电流正弦上升到Ip。此后谐振回路继续工作，谐振电感中的电流继续上升，由于要满足节点A、B的出、入的电流之和为零以及入端电感电流保持不变，于是一部分电流开始流过Q1
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