基于脉冲宽度调制控制策略的零电流开关高功率因数AC/DC变换器

、Q₃中的反并联二极管D₁、D₃，将开关管的电压箝位在零。此时关断Q₁、Q₃ ，实现了主开关管的零电流零电压关断，同时也可关断辅助开关Q_T1。此时由于Q_T2导通，因此也可实现辅助开关Q_T1的零电流关断。这个状态一直维持到谐振电感中的电流再次回到I_p（T₅时刻）才结束。这个过程中的电感电流，电容电压为

    模态6：在T₅时刻，谐振电感中反向电流再次回到I_p时，D₁、D₃自然关断，由于Q₁、Q₃已经关断，不能反向导通，谐振回路也被切断，因此谐振电感中的电流无法继续以正弦变化，被箝位在输入电流I_p 。由于此时Q₂ 、Q₄开通着，因此变压器原边电压加在开关管Q₁、Q₃的两端，变压器原边电压由于受到谐振电容电压的箝位，因而降低了开关管的尖峰电压。由于辅助开关Q_T2仍然开通，因此谐振电感中的电流对电容充电，这个模态持续到T₆时刻，电容电压上升到 –V_o/k才结束。在T₅~T₆期间，电容C_r的电压V_Cr为

    模态7：T₆时刻电容电压上升到-V_o/k后，输出整流二极管D₆、D₈导通，于是变压器副边的电压被箝位在-V_o，原边电压箝位在V_o/k。输入再次对输出直接提供能量。这个过程一直维持，直到T₇时刻Q₁、Q₃再次开通，至此，半个开关周期结束。
    此后，下半周的开关过程与上半周相同，电容电压变为-V_o/k，谐振电感电流的起始为-I_P 。
    从上面的分析可知，图3(h)中的阴影区就是可以进行PWM调制的区域，在半个周期内通过改变桥臂直通和对臂导通的时间实现PWM控制。
    在模态2开始到模态5结束的过程中，由于桥臂上的电压为零（桥臂直通），入端电压直接加在入端电感上，电感电流增加。此时电感电流可描述为

式中  I_in为电感入端电流；V_in为电感入端电压；I_P  为关周期的初始电流。
    在模态7中（对臂导通）由于输出整流二极管导通，导致变压器的原边电压被箝位在-V_o/k ，此时，入端电感两端的电压差不再是入端电压，电感电流开始下降，此时的电流可描述为

      从式(11)、(12)可明显看出，电感电流的上升与下降过程的数学表达式与Boost的电路完全一样。
4  变换器的仿真与实验分析
     为了验证前面的理论分析，对电路进行了仿真分析，并设计了实验电路。
     图5为变换器的入端电压、电流的仿真波形，仿真的控制方式与实验的控制方式相同。

    实验电路中主开关管中的电流和驱动波形如图6所示，由于入端电感中的电流呈现出整流后单相正弦波，因此电流的变换范围很宽，由于输出电压保持恒定，因此每个谐振周期中谐振电容上的储能恒定，能够满足全负载范围的零电流开关。由于开关管有一定的寄生电容，因此当反并联二极管自然关断的时候造成了不希望的振荡，会在开关管产生一些电压尖峰，可以通过一个小的RC网络吸收一下。
    副边整流二极管中的电流波形如图7所示，副边整流管中的电流也能够实现零电流关断。由于变压器存在漏感，与电容产生谐振。但变压器漏感很小，这个寄生谐振并不影响主回路的工作状态，只是在副边整流二极管中造成半个正弦状的电流，因此在前面的分析中将之忽略。
    图8 为变换器工作在不同入端电压下的电流波形（EMI滤波器前），采用一般的功率因数校正技术的控制方式就能取得如图8所示校正效果，在入端电压高低时都具有较好的功率因数校正效果。

 

5  结论
    本文提出的拓扑中，利用辅助开关实现了全桥谐振电路的PWM控制，而且避免了移相控制方式下实现零电流开关的缺点。从上面的理论分析和实验可知，本文提出的电路能够实现很宽负载范围内所有开关管的零电流开关。从仿真和实验结果看出，功率因数校正的效果也比较理想(输入电流的THD在10%左右)。电路能够采用简单的PWM控制，因此能够应用普通的功率因数校正控制器。实验电路虽然满载只有200W，但是电路的宽负载范围、高功率因数，高可靠性等性能表明这个变换器在中大功率场合有相当的应用前景。

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