1 引言
谐波补偿与功率因数校正是近年来电力电子学的研究热点之一，有源滤波器（APF）则是谐波补偿的重要手段。APF[1]虽已有比较成熟的控制方法，但控制相当复杂，成本很高，仅能适合于大功率非线性负载的场合推广。因此在中、小功率非线性负载的场合需要研究APF的简单有效、低成本的控制方法。文[2]、[3]所提出的单周控制[2-7]有源滤波器（UCI-APF）是谐波补偿的一个新方向，可直接与设备连接消除谐波并调节功率因数接近于1，具有结构简便、无需产生电流基准以及采样通道少等诸多优点，非常适用于中、小功率的谐波抑制与功率因数校正。目前推出的是并联型有源电力滤波器。
现在UCI-APF采用的控制，由于固有的高频开关纹波和电路参数上的误差，主电路的电流难以避免有害的直流分量和低频次谐波，并且电路稳定工作范围有限[3]，妨碍了其推广应用。针对这一情况，本文提出全新的双向互补控制原理。新方案的可行性通过了实验初步验证。
2 UCI-APF理论分析与直流分量问题
UCI-APF如图1所示，补偿电流由全桥逆变电路产生。
设有源滤波器开关频率为fs=1/T，全桥部分工作在2个状态：当0<t<DT时，Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；当DT<t<T时，Q2、Q3导通，Q1、Q4关断。滤波器有效工作时，整个系统可等效为线性负载。根据理论分析，理想情况下系统进线电流与逆变器开关占空比之关系[2,3]为
式中 Re为补偿后的系统等效电阻性负载阻抗；Rs为电流采样电阻；D为开关占空比。
考虑到逆变器直流侧电压Vc在1个开关周期内基本不变，式(1)所表述的关系可通过单周控制的方式实现。设Ti=T/2，图1的控制部分满足单周控制方程[2,3]
因电路参数误差与温漂、时漂及老化等因素的影响，实际控制电路的积分时间常数无法做到十分精确。因此单周控制方程将修正为
k一般不能保证等于1，与式(2)对比，由式(4)计算得到的开关占空比将会偏大或偏小，其直接结果就是导致主电路上的进线电流存在直流分量。
此外，电流的高频开关纹波同样会构成对电路正常工作的影响[3]。根据单周控制原理分析，当电流单周积分到符合控制方程条件时刻，开关信号发生切换。因此，网侧电流峰值跟踪网侧电压的波形。图2即为电流高频纹波在包络线下方引起直流偏置和低频次谐波的示意图[3]。由于稳态时电流峰值与包络线相符，虚线所表示的低频平均值必然处于包络线下方。
电流直流分量的存在会引起继电保护装置误操作，还容易导致变压器饱和，其危害不可忽视。而积分时间常数的漂移将会导致系统工作不稳定。因此需要探索新的控制策略。
3 稳定性问题分析
对于UCI-APF电路，网侧进线电流小于基准波形时处于上升沿；当控制电路积分至满足控制方程时，电流与基准相等，电流开始下降，直至开关周期结束。因此电流波形如图2所示，进线电流处于参考波形下方。轻载情况下，系统容易在电流负半波出现不稳定。
根据开关变换器电流模式非线性控制的稳定性分析[4]，电流上升、下降率与载波信号斜率之间必须满足一定关系。图3为电流与载波信号比较得到开关占空比的示意图。图中
表示稳态进线电流；is为瞬时电流。系统稳定条件在于电流可趋向稳态，即在任一工作点开关占空比均可由瞬态值收敛至稳态值。
由图3可得相邻开关周期的占空比关系
式中 M1为电流上升率；M2为电流下降率；Mc为载波信号斜率；n表示第n个周期。
由式(5)可推出
当|(M2-Mc)/(M1+Mc)|<1时，占空比通过式(6)可经若干周期收敛至稳态值，各工作点的稳定性即由此判定[3,4]。 因此可推出系统稳定条件[3]
有源滤波器在电流处于工频周期正半波时-Vs< 0，必然满足稳定条件。但在负半波时则有可能不符稳定条件，因此最恶劣情况发生在轻载时的负半波峰值处。
解决稳定性问题的一个有效方法是设计双向对称的两路控制，单独工作时进线电流分别处于上、下参考波形之内，即系统在正、负半波时均自然满足稳定条件。若由两路控制切换工作，可使滤波器始终工作在稳定性较好的半波。
4 UCI-APF的双向互补策略
要让UCI-APF在实际场合推广应用，扩大电路稳定工作范围和消除直流分量十分必要。为此，双向互补策略采用双路控制，即通过切换使两路控制均在稳定性强的半波工作，同时部分消除直流分量，以提高系统性能。
由上文分析可知，通过式(2)的积分方式可以得到处于理想参考波形下方的电流波形。而对式(2)进行转换可得
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