当不同频率的信号经放大电路放大后将产生不同的相位移，在极端频率时负反馈将在频率不同时变成正反馈，故称放大器中频率特性和相位特性有直接关系，常用相位方程式表示。在通俗读物中为避免引入高等数学，也可以用下列简单公式表示相位特性：可用相移角度=频响曲线的斜率Xl5求出近似的相移角。上式中频响曲线的上升或下降的斜率，以每倍频程（指电平比为1:2，频率变动比也为1:2）频率特性的斜率即为6dB/倍频程，常作6dB/OCT。当电平增益与频率成正比变化时，其值为“+”、相移角度也以“+”多少度来表示相位是超前的，相反则为“一”，表示相位滞后多少度。频响曲线既为益线，为决定相移，只能以大范围内的走向在该点作曲线的切线为准，作为曲线斜率的代表。例如：被通用的音响放大器典型频带为20Hz~20kHz的频响曲线，其中段频率附近曲线近似于水平直线，随此频率变动时，电平几乎不变，即为0dB，即其斜率为OdB/OCT。当频率向高端和低端延伸时，频率降低增益下降，从频率为fL的一点开始．曲线斜率开始下降，由0dB/OCT逐步转入6dB/OCT，输入、输出的相角差由+45。
逐渐接近+900的超前相位差。当频率逐步升高时，随频率升高曲线斜率逐步减小，从频率fH点开始从OdB/OCT逐渐趋近于-20dB/OCT，因而相位角是滞后的。如果是单级放大器，则上述超前或滞后角度极限值可达“±”900，多级放大器则可达到更高范围，甚至相移达到1800以上。按上式计算6dB/OCT的曲线斜率，其相位移=6dB/OCTx15=90°，由式中可见，相位移以曲线斜率15倍的速度增大，甚至达到相移的极限值．此点对3级以下的放大器不易使输出、输入间相移达到180°，但其后果也会形成合成总频率特性出现明显的起伏，只是尚不会形成正反馈而已。对要求有平直频响特性的Hi- Fi推崇者，也力求避免。对三级及三级以上组成的放大器，则形成“正反馈”的可能性极大，将使放大器工作于不稳定状态。上述的频率fL、fH分别称为放大器频响的低端基准频率和高端基准频率。当放大器由多级组成时，如果fL和fH频率重合，必将使合成频率特性曲线斜率增大，从而使相移增大，轻则形成频响曲线的不平，重则造成放大器出现自激或隐性自激的状态，而且给施加负反馈造成困难。所以这是上文中提出种种清规戒律的理由，其中有提高稳定度，避免频响过度起伏的目的，对负反馈放大器而言，更是不可或缺的措施。
为此戒律之一，是在多级放大器中（包括两级），切忌使fL和fH各级中有相同的斜率。对fL来说，前级电压放大器中fL的频率取决于RC耦合电路的时间常数，RC时间常数的倒数即为该电路设计的频率，根据常用公式，当R为kΩ，C为μF时，频率f为Hz，则加入变换系数fHz=159/CμFxRkΩ，由此可求出一级RC耦合放大器的低端基准频率。多级放大器中fL频率如果相同，则使fL点斜率加大，形成过大的相移。为了展宽频响，一般是各耦合级电路选择不同的fL。以三级放大器为例，应以输出级的fL为基础，设其为fL0，然后前级电压放大fL1，选择f<fLO的基准频率。因为前级电压放大，常选用自给偏压，更便于选择阻值更大的栅极电阻而不受限于下级电子管，从而使fL1频率轻而易举的低于fL0，而驱动级与输出级之间的RC耦合电路，由于输出级常采用固定栅负压，栅极电阻受到限制，一般以50kΩ-100kΩ为限，使此耦合电路fL2不容易降低，加之耦合电容受漏电流与电容量成正比的限制，也不宜过大，所以fL2低于fL1的作法也不宜实现。最后一级时间常数取决于输出变压器有足够大的电感量，选择较大的电感量不仅可防止初级绕组的电抗分流作用减小，也降低了其基准频率。将此三组基准频率依由低到高从fL2、fL0、fL1形成参差设置，不仅使通带内频响曲线更平直，也使低端基准频率下降沿斜率不那么陡，以得到多级放大不大于12dB/OCT的斜率。对频响20Hz~20kHz的放大器而言，低端基准频率如由三级构成，一般习惯分布是fL1选择在30Hz附近，fL2可选择在15Hz，fL0则可选择在20Hz附近，如此选择的结果，是在放大器DIY工艺上既方便，也不会形成低端频率曲线的斜率不至过大的优势。
对于频响曲线高端下降的斜率存在同样的问题，无论三极管还是五极管，除内阻差异较大以外，分布电容差别也就只有20-30pF，所以高端基准频率变动唯一的可控变数几乎取决于板极负载电阻。板极负载电阻和电子管输出电容构成高频衰减电路，一般情况下电子管板极输出电容变动不大，其绝对值约在20pF左右且无法人为改变，可改变的也只有布线分布电容，元件对地分布电容。在上述分布电容中，总值也不致达到40pF以上，唯一可控的就只有板极负载电阻了。
根据RCA、沙尔文等名厂的实验报告，普通收信放大电子管在极力降低人为装配中形成过大分布参数以外，若仅以电子管极间电容形成板极对地电容和下一级电子管输入电容之和，组成的上述高频衰减电路，三极管衰减2dB，五极管衰减3dB，计五极管的板极负载电阻为100 kΩ时约在20kHz，250kΩ则为10kHz，500kn则只能在5kHz以内。所以多级放大器中慎用100kΩ以上的板极负载电阻，以保证总频响曲线在20kHz时高频衰减不超过-3dB，对单独一级放大器则应使高端频响在40kHz-60kHz。
为了使高频端衰减斜率不过大，通过参差法分散每一级的fH作法是不适应的，因为fH的变数除板极负载电阻以外，其它均无法人为控制，所以预先提高每一级fH，使总的频响曲线fH超过带宽上限20kHz，然后采用相位补偿的方式采分级法（也称为阶梯法），降低频响高端衰减的斜率。例如：放大器带宽上限为20kHz，如果每级放大器fH均为20kHz附近，则总频响曲线高端衰减斜率在20kHz时，将远大于lOdB/OCT甚至更大，给放大器在通带内造成极度不平，甚至产生自激。
分级法则使各级fH提高，使总频响上限达50kHz或以上，然后人为加入RC衰减电路（称为相位补偿电路），对20kHz以上的某频率进行衰减，此中可控制C值，控制开始衰减的频率，改变与C串联的R值，控制衰减的斜率，使20kHz以上某频率点形成6dB/OCT斜率的下降，然后再与原电路中分布参数形成的衰减共同进行带内衰减，分级衰减，使下降斜率降低，也消除了相移过大造成的隐患。当然此概念纯属物理概念分析，不以数学公式，几何图形难以准确说明，好在音响烧友也不欢迎涉及过多高等数学概念，只有就此作罢。下面只谈实际调试：
操作方法：首先按上述要求保证每一级放大器在>fH的基准频率，进而使带内上限截止频率在20kHz以上（通过杨先生测试法检测），然后在放大器的前级的输入或输出电路并联接人RC电路即可。RC电路的接人点最好选择在输入或输出阻抗较高的电路中，例如第一级电压放大器的板极对地之间（或第二级放大器栅极对地之间，取其阻抗较高，可选用容量较小的电容器，而达到预定频率的衰减，通常接在P-K倒相级的输入端）．选用电容的容量除与衰减频率相关以外，电路阻抗越高所需容量越小，所以此种RC电路绝非照搬同类机而能凑效，实际衰减频率不仅计算烦琐，准确度也近似“估计”，还不如用杨先生的点测法实惠，方便。电容一般也不过几十pF—200pF之间，切不可太大，使衰减点进入中、高音域。串联电阻可根据选定的电容器，取其在衰减频率时的电容器容抗的值（依2c=l/2πfc算），如此其衰减斜率可在6dB/OCT左右）。
看来此法过于“山寨”，但业余条件下足以应对，认真设计，计算一番也难达到更高的精确度。
除相移校正以外，如大环路反馈中还看到多数市售机型中在反馈电阻（反馈系数分压电阻）上并联一只小电容（几十pF～470pF以下），此电路有相位校正作用，但也不尽然。反馈电路分压电阻以其与前级阴极电阻构成分压电路，以设定负反馈系数（俗称B值），并联接入小电容，当频率升高时反馈系数增大，一则使增益降低以消除15kHz及以上的频响尖峰，二则降低了高端频率的增益，也避免隐性自激的存在。此电路应用颇广但无相关设计、调试方面的说明．业余装机者也照葫芦画瓢依样照搬，实不可取。一旦C值过大，使高音反馈量增大，将使频响曲线高端过早下跌。
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