为5V 1-Wire®从器件提供过压保护_稳压-电源电路

为5V 1-Wire®从器件提供过压保护

点击数：7371 次录入时间：03-04 11:48:07 整理：http://www.55dianzi.com 稳压-电源电路

摘要：如果应用中是在完成系统部署后写入EPROM器件，此时需要对5V器件提供过压保护。本文介绍如何在同一总线上使用1-Wire EPROM和5V 1-Wire器件，以及如何保护5V器件不受编程脉冲的冲击。

引言

大多数1-Wire器件工作在2.8V至5.25V VPUP，进行读、写操作。EPROM器件(包括DS2406、DS2502、DS1982、DS2505和DS1985)需要12V编程脉冲进行写操作。而编程脉冲对于不能承受5.5V以上电压的器件构成了过压威胁。因此，如果应用中需要在完成系统部署之后写入EPROM器件，则要对5V器件进行保护(图1)。本文电路具有高达40V的正向过压保护，在电压高于12V EPROM编程脉冲的条件下提供系统防护。

图1. 包含5V和12V器件的1-Wire总线

保护电路要求

合适的保护电路需要满足以下几项要求：
• 对1-Wire总线形成非常低的负载
• 不妨碍1-Wire EPROM编程
• 适当保护5V 1-Wire器件
• 维持完整的通信信号幅值

此外，最好采用常用的低成本元件构建保护电路。

基本原理

图2所示为非常简单的保护电路。齐纳二极管U1限制Q1的栅极电压，R1限制通过U1的电流。Q1为n沟道MOSFET，配制成源极跟随器，栅极电压减去一个小的偏移电压后达到1-Wire从器件的IO电压。为维持完整的通信信号幅值，偏移电压应尽可能低。具有负偏压的耗尽型MOSFET非常适合这一应用。对Supertex® DN3135进行测试，测得其偏压为-1.84V (数据资料参数VGS(OFF))。由此，要求栅极电压VG为3.16V, 决定了U1的门限电压。

图2. 保护电路原理图

不幸的是，晶体管的偏移电压随器件、温度的不同而变化。“-1.84V”电压可能变化成-3.5V至室温下-1.5V之间的任何值。这种变化使得很难找到合适的齐纳二极管。此外，低压齐纳二极管指标通常为5mA下的指标，该电流将会影响1-Wire EPROM的编程电压。例如，如果工作于100μA，压降则远远低于规定门限。此时，可能选择并联型基准(与齐纳二极管非常相似)更合适，可以在电流非常小的条件下达到门限电压。例如，3.3V供电的Maxim LM4040，只需67μA电流就能可靠地达到反向击穿电压。根据1-Wire总线在5V时达到67μA电流的要求，可计算得到：R1 = (5V - 3.3V)/67μA = 25.4kΩ。1-Wire总线上大约10个从器件消耗的电流为67μA，这是1-Wire主控器件(例如DS2480B)可以接受的。现在，我们检查12V编程脉冲器件通过R1的电流：

I(R1) = (12V - 3.3V)/25.4kΩ = 343&mICro;A (式1)

1-Wire EPROM的编程电流规定为10mA。额外增加1/3mA的负载不会产生任何问题。因此，图2所示电路在MOSFET偏移电压接近-1.8V时能够工作，但并不保证如此。实际应用中，最好提供可调节门限的保护电路。

利用电流源实现可调节门限

图3电路使用电流源(U1)设置Q1的最大栅极电压。理想电流源所提供的电流不受其两端电压的影响。给定电流IOUT时，可通过选择不同的R1调节栅极电压。

图3. 利用电流源改进保护电路

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根据产品数据资料，IOUT计算如下：

IOUT = 0.617/REXT(Ω) + 15&mICro;A (式2)

式中，REXT = 10kΩ，REXT并联内部48kΩ电阻，根据PSSI2021SAY数据资料，典型电流为(61.7 + 15)μA = 76.7μA。输出电流在一定程度上取决于供电电压VS，尤其供电电压小于5V的条件下。测试中，3.75V下，电流达到了76.7μA。12V时，电流为94μA。由于芯片设计简单，这种结果也在接受范围之内。

采用REXT = 10kΩ、R1 = 39kΩ，对图4所示电路进行测试。1-Wire适配器为Maxim的DS9097U-E25。图5和图6所示为1-Wire适配器信号(顶部曲线)和受保护从器件的信号(下部曲线)。编程脉冲(图6)在受保护从器件上引起±3V尖峰，持续时间约为10μs。编程脉冲期间，受保护从器件的电压升至6V，可能存在潜在危险。

图5. 通信波形：适配器(上部)、受保护从器件(下部)。图4所示电路未造成1-Wire信号失真。

图6. 编程脉冲：适配器(上部)、受保护从器件(下部)。

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图7. 带有带隙基准的保护电路。

晶体管Q2、带隙基准U1及电阻R2、R3代替PSSI2021SAY。R3选择100kΩ，带隙基准在IO为2.2V时达到其最小工作电流。IO为5V时，流过U1的电流为38μA；IO电压为12V时，电流为108μA。

根据基尔霍夫定律，可以得到以下关系式：(式3)

VBG = IE × R2 + VEB (式3)

对于通用PNP晶体管，例如2N3906，VBE在室温及低集电极电流下的典型值为0.6V。已知VBG为1.235V，所以该式可分解为：

R2 = (VBG - VEB)/IE = (1.235V - 0.6V)/IE = 0.635V/IE (式4)

为了达到与PSSI2021SAY电路相同的标称电流(76.7μA)，计算得到R2为8.2kΩ。Q1与图2相同时，VG必须为3.2V。忽略Q2的基极电流，IC等于IE。可计算R1：

R1 = VG/IC = 3.2V/76.7µA = 41.7kΩ (式5)

为降低1-Wire主控的总体负载，需降低电流源的输出电流，将R1和R2增大4倍(R2 = 33kΩ，R1 = 160kΩ)，使电流降至19μA，形成的最大栅极电压为3.08V。实际应用中，需要调节R1，以补偿MOSFET的VGS(OFF)容差。如果1- Wire从器件的电压严格匹配V(IO)，则认为找到了合适的数值。

用National SEMIconductor®的LM385代替Linear Technology®的LT1004 (市场上不常见)，对图7电路进行测试。1-Wire适配器为Maxim DS9097U-E25。图8和图9所示为1-Wire适配器信号(上部曲线)和受保护从器件的信号(下部曲线)。编程脉冲(图9)在从器件上产生约10μs的尖峰(2V上升，1.5V下降)。该电路与图4相比，能够获得更好的性能。编程脉冲期间，受保护从器件的电压仅上升至5V电平。

图8. 没有C1时的通信波形：适配器信号(上部)、受保护从器件(下部)。