共栅．共源放大电路曾广泛应用在射频双极性放大器的设计中，它由一级共射放大电路（或是场效应管共源放大电路）与一级共基放大电路（或是场效应管共栅放大电路）串联而成。这种电路结构减小了输入输出耦合，并避免了一些产生电路自激的因素，使其能够工作在较高的频率；电流波形具有较陡的上升沿与下降沿，大大降低了开关损耗。在高电压输出的升压转换器的设计中，共栅晶体管可选特征频率相对较低的高压器件。本文的几个例子表明，简单的在升压转换器上增加一级共栅，共源电路可大大提高输出电压，同时保持较好的效率。
2.升压原理
高效率升压芯片MAX761内置一个1A、1C的N-沟道场效应管，最大耐压值为17V，因此MAX761的输出电压为16V。为了获得较高的输出电压，通常采用一个变压器（同时也提供了电气隔离）或自耦变压器（带中心抽头的非隔离电感）。这种做法的缺点是，变压器体积较大而且比普通电感更难购买，另外，它们还会引起不需要的电磁耦合从而降低电路的效率。更糟糕的是，在采用变压器的方案中，电路需要一个具有高反向耐压的二极管，而这种二极管反向恢复时间较长，限制了转换器的工作频率，因此，在采用变压器的设计方案中不得不选用体积较大的外围器件。
图l所示的无变压器电路，通过在电感(L1)和芯片地LX引脚之间串接一个高耐压的N-沟道场效应管（例如200V耐压的SI9420DY，S08封装）形成共栅一共源电路。场效应管的栅极连在+12V输入端，给高频信号提供一条到地的通路。一个快恢复二极管保护LX不受正向尖峰的冲击。
MAX761在每个开关周期的开始将能量从输入电源传递到L1。一个68μH的电感大约在6.8μs内自动充电终止，此时充电电流达到1A。电感随后在低于500ns的时间内将其储存能量释放给输出电容。MAX761的最小关断时间为1300ns，输出二极管在下一个开关周期开始前可获得至少800ns的反向恢复时间。
当电感电流降为零时，场效应管的漏极一般会发生振荡。应选择寄生电容较小的晶体管和二极管以使振荡幅度保持在较低水平。这类器件包括25pF的SBYV27-200和7pF的ESID。图示电路在满载和125kHz开关频率下，所需的外围器件比相应的变压器电路要小得多。而且，下图中的电感直径仅为10mm。该电路可以从12V升压到150V，稳压输出功率可达4500mW。芯片以PFM方式工作，效率曲线变化平稳，在最大输出功率时，效率达到84%的最大值。
3.MAX757的共栅·共源结构
下图所示的5V输入电路与上图的12V输入电路非常相似。在这个电路中采用MAX757更合适些，因为它内部自带1A、0.5Q的N-沟道场效应管，最大耐压值为6V。使用12μH的电感，大约在3μs的时间内，电感电流就可充电到1A，然后大约在150ns内电感将能量转移到80V的输出端。由于MAX757的最小关断时间使二极管至少有850ns的开关关断时间。
电路开关频率为250kH时，能够以73%的效率输出1.6W以上的功率。为了在关断时间内消除振荡，需选取寄生电容小的电感和二极管，例如ZVN4310G（SOI223封装）和ESIB。将两个晶体管并联以降低T1的Rds(ON)，可将效率提高到76%。或者将Tl的栅漏电压提高到6V也可达到同样的目的。在对效率要求不是很严格的应用中，可以选择一些低门限电平的晶体管以降低费用。
MAX757的低压特性使图2所示电路在3V输入电压下也可工作。但低门限、高耐压的场效应管既少又贵。上图所示电路提供了一种低成本的替代方案，该电路中采用提升栅极电压的方法，增加了一片体积很小的MAX1683（电荷泵，SOT23封装）和2个1μF电容，就可在电路中选用普通的50VN-沟道场效应管。输入3.3V时，该电路可提供电流为15mA的50V输出电压和电流为35mA的6.6V输出电压。即使在较低的输入电压下，效率仍达74%。
4.用一个电感产生±50V
微型封装的芯片和晶体管，使低功率DC-DC转换器的尺寸越来越小。但目前还没有办法制造更小尺寸的电感。这种情况促使Maxim推出了为LCD和CCD供电的双输出电源芯片(MAX685)，它只采用一个电感，在16脚QSOP封装内，集成了两个0．6Q的功率管和440mA峰值电流检测电路。
MAX685定义了两个工作周期，一个用于产生最大值为+24V的正输出升压电路，另一个工作周期用于产生最低输出为-9V的反相升压电路。
在MAX685的典型应用电路中增加两个功率管T1和T2，构成共栅．共源结构，可使输出达到±50V。像前面两个例子一样，功率管只是简单地串在输出脚（LXN和LXP）和电感的相应端子之间。
选用33μH的电感，该电路在每个工作周期开始大约3.3μs内将3.2μJ的能量传递到电感，随后能量在相邻的两个工作周期中分别传递给正向和反向输出端。外部逻辑控制SEQ引脚，决定初始上电后第一个工作周期中电感的电能传递到哪个输出端，通过控制SHDN引脚，可使芯片进入停机状态，耗电仅为10μA。
将STNC引脚接地，工作频率被设定为220kHz。上图电路中MAX685每个输出端可输出7.5mA。将输出电压增大到±50V，只需要简单地增加2个晶体管。即使输出电压为50V，仍可采用肖特基二极管，因为硅二极管较小的反向电容有助于减小瞬态自激能量。图中R5(47kQ)在上电时用来保护MAX685，它使P沟道输出电流限制在正常值的十分之一直到LXN达到VDD。如果没有R5上拉，由于Tl的作用，LXN脚的电压就不能升到VDD。
该电路输出功率为750mW，效率为74%。由于芯片的电流损耗较低(800μA)，即便是采用PWM方式，负载较轻时仍能保证较高的转换效率。为了获得更大功率的输出，可将L1换成22μH，并把开关频率设为400kHz(将SYNC接VDD)。
5.总结
尽管上述电路并不复杂，但在线路板布局中需具有较高的高频布板技术，否则电路无法达到最佳指标。例如，由于电感的放电过程是在极短的时间内完成的，这就为设计带来了一定难度。每个电路的主回路，包括芯片的接地脚，LX脚，功率管、整流二极管、输出滤波电容，连线应该尽可能的短，电阻尽可能地小。印制板铜线应尽可能宽以减小分布电感，而且为了减小分布电容，铜线不应从T1和T2的漏极下穿过。
选择电感时还应考虑电感的等效串联电阻(ESR)和最大饱和电流。ESR随着频率的上升而增加，当频率大于100kHz时，主要体现为阻性集肤效应，是直流电阻的10倍大小。例如，Sumida的RCH875-330（33μH/1.5A）的ESR在直流时为53mΩ，而lOOkHz时就为530mΩ。尽管在更高的频率上，这种效应可使用LITZ导线抵消。
输出滤波电容的选择也很重要，因为较大的ESR会大大降低电路的效率，增大纹波。电容值通常是由允许的最大ESR来决定的，而不是由所希望的电压斜率来决定（以固定电流放电的斜率，决定了纹波大小）。此外，低至3V输入电压的小型升压电路，还应在输入端进行去耦，办法是并联一个高频瓷介质蓄能电容。
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