为了解决计算机系统电源保持时间问题，确保输出电压在一段时间稳定在一定范围内。确保计算机在出现输入故障是有足够的时间备份数据或者切换到不间断电源(UPS)下工作。为此提出了一种复合型单开关PFC预调器、并根据需求进行了设计，该设计可以减小储能电容的容量，使输出电流谐波满足IEC1000-302的要求。
传统的APFC变换器可以分为两级和单机两种类型，其中两级型PFC变换器包括前级的PFC预调节器和后级的DC／DC变换器。PFC预调节器的输出电压调节在380 V。因为不对称半桥(AHB)变换器结构简单并具有零电压开关特性，因此要求CPFC的容量需要足够大，以保证在保持时间内AHB变换器的输入电压变化不大，为了减小CPFC的容量，在PFC变换器和AHB变换器之间加入一级Boost变换器，从而解决所存在的问题。
1 应用于后级的DC／DC变换器
一般情况下应用于后级的两级PFC AC／DC变换器如图1所示。
在大多数计算机系统中电源都要求要有一定的保持时间。保持时间是指在输入电压突然断电后电源保持输出电压稳定在一定范围内的时间。这项要求可以确保计算机在出现输入故障是有足够的时间备份数据或者切换到不间断电源(UPS)下工作。在此期间，由电源中的储能电容CPFC向负载提供能量。因为输入断电后没有能量输入，所以CPFC的两端的电压会逐渐下降到零。这样后级DC／DC变换器的输入电压会变化过大，但是AHB变换器的输入电压变化范围比较小，负责将失去她的一些优点。因此CPFC的容量需要足够大，以保证在保持时间内AHB变换器的输入电压变化不大。
为了减小CPFC的容量，在PFC变换器和AHB变换器之间加入一级Boost变换器，如图2所示。正常工作条件下第一级变换器进行功率因数校正，加入的Boost变换器作为DC／DC级工作在电流连续模式下。当输入掉电时，加入的Boost变换器能将存储在CPFC上的能量全部传到负载，因此可以大大减小CPFC的容量。但图2所示的三级结构过于复杂，增加了电路的成本和体积，并且效率不高。为了简化这样的三级结构，可以将前两集合为一级，为此提出了一种复合型单开关PFC预调器。
2 拓扑的提出
图3所示是一种复合型PFC预调节器，其中PFC变换器与Boost变换器共用开关管VT。当VT导通时，整流后的交流输入电压通过二极管VD2向Lb1充电，同时CPFC向Lb2充电。当VT关断后，Lb1通过VD1向CPFC放电，Lb2向负载提供能量。为了获得较高的功率因数，Lb1工作在电流断续模式。电容CB两端的电压控制在420 V，作为下一级AHB变换器的输入电压。输入掉电后，Lb1不工作，Boost变换器将CPFC上储存的能量传递到CB，使其电压稳定在420 V。因此后以及AHB变换器的输入电压基本保持不变，便于她的优化设计。
因为DC／DC级Boost变换器工作在电流连续模式下，占空比并不随负载的变化而马上调节。轻载时占空比不能马上减小，因此输入功率与重载时相同。在半个工频周期内输入能量大于输出能量，多余的能量存储在电容CPFC中，导致其两端的电压急剧上升．需要选用高耐压值的器件。为了保持输出电压不变，电压环开始调节输出电压，这是占空比才开始减小，输入功率也相应减小。只有当输入功率等于输出功率时，这一动态调节过程才能结束。此时CPFC两端的电压已经高于450 V，不利于选择低成本的电解电容。
为了使CPFC两端的电压低于450 V，加入一个变压器辅助绕组N2，如图4所示。当开关管导通时，Lb1两端的电压等于整流后的线电压减去绕组N2两端的电压。开关管导通期间的电流为
通过辅助绕组N2检测CPFC两端的电压来控制输入电流的峰值，从而控制输入功率。适当设计反馈绕组的匝比可以使CPFC两端的最高电压低于420 V。
3 工作原理
为了便于分析，将图4中变压器原边绕组N1用一个磁化电感LM和一个理想变压器代替如图5所示。此变压器在半个工频周期内的工作状态可分为3中模态，即M1、M2和M3，如图6所示。
M1：在此模态下，CPFC两端电压UCPFC的反馈信号UN2大于输入整流电压，即
|Ui|≤UN2=KUCPFC其中
。开关管导通期间VD1和VD2反向截止，输入电流为零，因此输入功率为零。开关管截止期间，存储在CPFC中的能量传递到负载，此时电路相当于一个Boost变换器，可以用四区角θ定义M1的时间
式(1)中：Upk为输入电压峰值。式(1)表明死区角不仅与UCPFC和Upk有关，还与变压器匝数比K有关。减小K值可以提高功率因数和减小输入电流谐波含量。
M2：当输入电压高于反馈电压，即|U|≥UN2=KUCPFC时，变换器工作在M2状态。开关管导通时，Lb1两端的电压等于整流输入电压减去反馈电压UN2，即
ULb1=|Ui|-KUCPFC (2)
因为PFC级工作在DCM，开关导通期间输入电感电流从零开始线性增加，如图7所示。此时VD1反向截止，磁化电流
iM=iN1+ICPFC=KiN2+iCPFC (3)
式(3)表明磁化电流时由CPFC的放电电流和整流电流两部分组成的CPFC和输入端共同提供磁化能量。
在1个开关周期内输入电流是断续的，磁化电流是连续的，因此开关管截止期间CPFC向负载提供一部分能量。
M3：随着输入电压的增加，在1个开关周期内输入电流将大于磁化电流。此时变换器进入M3状态，其主要波形如图8所示。CPFC的充电电流为
iCPFC=iM-iN1=iM-KiN2 (4)
在开关导通期间，随着输入电流的线性上升，输入端将同时想磁环电感和CPFC提供能量；在开关截止期间，M3时的工作状态与M2时相同。一旦电压经过峰值并减小到一定程度，变换器又将进入M2状态。随着电压进一步减小，变换器再次进入M1状态。
4 结论
该复合型单开关PFC预调器结构简单，并且可以减小储能电容的容量。由于输出电压基本恒定，因此便于下一级DC／DC变换器(AHB)的优化设计。加附加绕组N2后，可使CPFC两端的电压420 V，同时使输出电流谐波满足IEC1000-302的要求，使用上述简易电路不但可以减少过冲现象，而且还可以缩短预调节器上电的时间。
