内容摘要：针对日益严重的电能质量问题，统一电能质量控制器(UPQC)因为能够同时解决电压质量和电流质量问题而备受关注。然而由于UPQC 需要使用2 个换流器使得应用于低压场合成本太高，阻碍了它的推广。一些新拓扑结构的提出如模块化多电平换流器(MMC)，使得UPQC 应用于中压场合成为可能。在这种场合下装置可以解决一条中压馈线下多个负荷的电能质量问题，总体性价比得到了明显的提升，正逐渐得到重视。中压侧电流质量问题复杂，通常情况下会同时遇到谐波、无功、不平衡的问题。很多中压负荷电流波动较大(例如电弧炉等)，对UPQC 补偿电流质量问题的快速性要求较高;同时UPQC 控制器需要处理问题复杂，计算量较大，因此要求检测和补偿算法尽量简洁。综合上述要求，本文提出了快速简洁的解决综合电流质量问题的检测和补偿算法。这种算法基于dq 旋转变换，解决负荷电流中既含有无功、不平衡、以及谐波的问题，对检测和补偿算法中的滤波器进行了优化，提高动态响应速度，获得了仿真与实验的验证。
关键词：模块化多电平换流器(MMC);统一电能质量控制器(UPQC);电流质量;dq 旋转变换;滤波器设计
1. 引言
电网本身的非线性特征和大量非线性、波动性、冲击性负荷的接入，使得电能质量问题日益严重，危害着电力系统安全和电力用户的利益[1-2]。随着电力电子技术的发展，基于电力电子变换器的电能质量治理装置在工业上得到了广泛的应用，如电力有源滤波器(Active Power FiLTEr，APF)等。日本学者Akagi. H在1996 年首次提出了统一电能质量调节器 (UnifiedPower Quality Conditioner，UPQC) 的概念[3-4]——将串联型有源滤波器与并联有源滤波器通过公共的直流母线组合到一起解决综合电能质量问题，其中串联换流器和并联换流器可以分别解决电源侧和负荷侧的电能质量问题。
然而，由于UPQC 应用在低压场合时的成本过高，阻碍了它的推广。2002 年有学者提出了模块化多电平换流器(Modular Multi-Level Converter，MMC)的新型拓扑结构并研制出实验样机[5-6]，MMC通过子模块的串联构成换流阀，易于扩展，适用于中高压场合，为UPQC 在中压场合的实现提供了一种可能。在中压场合中，负荷多为工业用电用户，电流质量问题复杂，不仅存在众多电流波动大的负荷，也存在很多种类的三相不平衡负荷，由于非线性负荷的大量接入，谐波问题也越来越严重。由此，在中压场合进行电流质量问题补偿时，不仅仅需要无功补偿，同时也需要谐波电流和负序电流的快速补偿。UPQC 本身控制较为复杂，出于对减少控制系统计算量的考虑，要求其检测补偿算法应尽可能的简洁。在常用的电流质量检测算法中， FFT 算法可以检测到被测波形中的各次谐波，但这种方法的缺点是需要一个周期的采样数据，检测延迟超过20ms[7];自适应检测算法的动态响应速度较慢，其检测延时大于20ms，难以保证实时性[8];小波变换法[9]以及神经网络[10-11]法多处于理论研究阶段，工程经验较少。
本文采用传统dq 旋转变换方法设计UPQC 并联侧检测算法，该算法谐波检测结果不受电网电压波形畸变的影响[12];进一步通过对滤波器的设计，在准确提取基波正序电流的同时，提高滤波器动态响应，从而快速检测以及补偿系统电流质量问题，获得了仿真与实验验证，该装置将应用于110kV 电站10kV 馈线处解决综合电能质量问题。
2. UPQC 系统结构及并联侧控制算法
2.1 UPQC 系统结构
UPQC 由一个串联于电源和负载之间的串联变流器和一个与负载并联的并联变流器构成，两者共用直流环节。靠近电源侧的串联变流器可以等效为受控电压源，补偿来自电网侧的电压谐波以及电压暂降等，从而提高供电电压质量;并联变流器则靠近负载侧，可以等效为受控电流源，向电网注入与负载谐波、负序和无功电流大小相等而方向相反的电流，抑制各种非线性、冲击性负载引起的电流质量问题[13]。串联换流器与并联换流器均采用模块化多电平拓扑结构(MMC)，其结构如图2.2 所示。
MMC 共由六个桥臂构成，其中每个桥臂由若干个相互连接且结构相同的子模块与一个电抗器L 串联构成，上下两个桥臂构成一个相单元。出于模块化设计和制造的目的，六个桥臂具有对称性，即各子模块的参数和各桥臂电抗值都是相同的。与以往的电压源型换流器拓扑结构显著不同的是，MMC 在直流侧正负极间没有储能电容。
2.2 并联侧补偿检测算法
负载电流经过dq 变换后，通过滤波器提取d 轴中的交流分量，得到补偿指令电流的dq 轴分量dref i ，qref i ，经过传统双闭环控制算法[14]即可得到相应的调制电压，其中采用文献[15]的方法将MMC 各相单元桥臂电抗进行等值处理。其中检测算法的数学模型如下，考虑到三相三线制系统的特点，且假设负载电流中仅含有正序性质的谐波，abc 三相负荷电流瞬时值如式(2.1)，式中p I ， n I 分别为为基波正负序分量均方根值， hk I 为第k 次谐波均方根值。
根据UPQC 并联侧补偿目标，应使得系统电流中仅含有基波正序分量，且与并联侧接入点电压相位相同，即
通过上述分析可以看出，UPQC 并联侧检测控制算法中的主要延迟环节来自滤波器的响应时间;对负载电流进行dq 旋转变换后，d 轴中会掺杂100Hz 的二倍频分量;当负载电流中含有k(k ≥ 3)次谐波时，通过dq旋转变换后呈现k −1倍频分量。若采用文献[16]谐波检测中用到的截至频率为30Hz 的二阶Butterworth 滤波器，会使得滤波器延迟过大影响装置补偿速度。如果单纯提高滤波器截至频率，将导致滤波后二倍频以及高频分量滤除不尽，无法准确提取基波正序分量，导致计算补偿指令电流时的负序电流和谐波电流分量变小，从而对电流质量补偿造成很大影响。综上所述，该算法中滤波器设计十分关键。
3. 滤波器设计
3.1 滤波器重要指标
根据前文分析，以及出于对检测算法计算量的考虑得出滤波器设计的关键指标求如下：
(1)滤波器在100Hz 处的衰减。将负载电流进行dq 旋转变换后，d 轴分量上含有幅值为3 n I 的两倍频分量，滤波器需尽可能的将其滤除使得d _ dc i 只保留直流分量。
(2)滤波器在200Hz 处的衰减。考虑三相三线系统，通常情况下电流谐波问题中5 次谐波最为严重，应滤除5 次谐波经旋转变换后在d 轴上产生的交流分量(根据式(2.3)可得，对含有5 次谐波的负载电流进行dq 变换后d 轴分量上会出现频率为200Hz 的交流分量)。
(3)滤波器的阶跃响应的上升时间。滤波器的延迟时间影响了电流补偿的响应速度，主要体现在滤波器阶跃响应上升时间。尤其当负载中含有电流波动较大的谐波、无功负载时(如电弧炉，电力机车等)，装置的电流补偿响应速度尤为重要。
(4)滤波器系统阶数。便于控制系统的DSP 实现，滤波器阶数越高计算量越大，一般来说滤波器的阶数不超过四阶时较好。
3.2 滤波器算法及其幅频特性以工程中常用的 Butterworth 算法[17]为例设计该滤波，1-4 阶Butterworth 滤波器传递函数如表3.1 所示
式中N为整数，是滤波器的阶次。Ωc 定义为截止频率，当Ω = Ωc 时， A2 (Ω) = 0.5或( ) 12 a H jΩ = ，这相当于3.01dB 的衰减。Butterworth 滤波器在通带中有最大平坦的振幅特性，这就是说，N 阶低通滤波器在Ω=0 处幅度平方函数的前(2N-1)阶导数等于零，在止带内的逼近是单调变化的。滤波器的特性完全由其阶数N 决定。当N 增大时，滤波器的特性曲线变得更陡峭，这时虽然在Ω = Ωc 处的幅度函数总是1/ 2，但是它们在通带的更大范围内接近于1，在止带内更迅速地接近于零，因而振幅特性更接近于理想的矩形频率特性。低通滤波器经过频率变换可以变换为其他类型的滤波器，如带阻、带通、高通等。其变换方法如表3.2所示，其中ΩLPc，ΩHPc为低通滤波器与高通滤波器截止频率; 2 Ω 为带通、带阻滤波器阻带中心频率。
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