1 VIPer22A器件功能简介
VIPer22A型单片式开关电源功率变换器的封装形式为DIP-8：D—正端，即功率MOSFET的漏极，5﹑6﹑7﹑8脚(并联)；S—负端，1﹑2脚（并联），即是功率MOSFET的源极；UDD—自给电源端，也是芯片外自激电源端，4脚；FB—输出电压反馈端，3脚。封装形式为8脚，实际只有4端，简便好记，也易于制板，如图1所示。
VIPer22A单片式开关电源功率变换器内部电路结构框图示于图2。由于器件正端和负端都通过较大电流，采用并联方式以增大容量，在绘制印制板电路图时，该两端多制成较大面积的铜箔，并在焊装VIPer22A器件时直接将器件底面压贴在这大面积铜箔上，相当于加了一个小小散热器。
该器件虽是DIP-8封装，却内置了高压功率MOSFET，漏-源极的击穿电压可达730V以上，极限电流典型值为0.7A，通态电阻15Ω，输入电压在由85VAC～265VAC范围内波动时，仍可输出12W的功率。该器件还具有过流、过压和过热等带迟滞特性的保护功能（详见第3节），因此，其工作稳定可靠性能极好，可方便地采用市电供电，制作出多种规格的低压小功率直流电源。只要变压器等参数设计无误，几乎无需调试，连通电路就能正常投入运行。
2 采用VIPer22A器件制作的的12V开关电源整体电路工作原理
2.1 启动简述
应用单片开关电源变换器VIPer22A制作的的12V开关电源，其电原理图如图3所示。市电AC220V接通瞬间，通过高频变压器T1原边绕组W1，VIPer22A变换器N1内的高压电流源即投入运行，自动开启芯片内部的自给电源UDD。功率MOSFET即投入工作，T1原边绕组W1流过电流，该电流在变压器磁芯中产生磁通，各绕组中出现感生电压，其方向如同名端符号所示。辅助绕组W2中的感生电压即通过整流管VD6向电容C9充电，C9并联于UDD端电源上，UDD端就成了连续不断的自激式直流电源，开始为芯片供电。至此，VIPer22A变换器就完成了启动程序。
2.2 电流控制模式参与稳压
2.2.1 电流反馈
VlPer22A启动瞬间，PWM输出脉冲电压驱动功率MOSFET导通，变压器T1初级流过迅速增大的电流ID。当电流达到极限值时，取样电流IS在RS上的降压将大于0．23v，过电流比较器输出高电平，关闭驱动电路，功率MOSFET截止，负载电流回落。
2.2.2 电压反馈转换成电流反馈
当T1副边绕组电压建立之后，N1的FB端得到一个与W2绕组电压成正比的反馈电流IFB，它与取样电流IS叠加，在电阻RS上产生综合电压。综合电压开始作用于过电流比较器上，对PWM实施调整，从而稳定了输出电压。
2.2.3 电流反馈的优点
通常的电源芯片，其稳压过程仅由反馈电压控制,反馈取样电流仅用于过流保护；而该芯片的稳压过程既有反馈取样电流，又有反馈电压，源电压效应极优，负载效应也优于没有电流控制的开关电源，确保稳压精度高于通常的电源芯片——既适用于市电波动大的场合，也适用于负载有波动的场合。电流反馈是直接显现在取样电阻RS上的，没有经过二阶电路，响应速度快，增益大，动态稳定性好，可靠程度高,兼具过流和短路保护功能,也宜于多个整机均流并联运行。
2.2.4 实属电流与电压双环控制的混合工作模式
通过以上叙述可看出，电流控制型PWM并非仅有电流控制，实际上是双环控制。电流控制封装在芯片内环，如图2所示，无需在外部实施，主要应对源电压（包括工频整流电压）波动和T1原边电流波动。电压控制则在外环，如图3所示，反馈电压通过N2和N3等元器件施加于芯片的反馈端FB，像普通电源芯片一样，可以同时应对负载波动和源电压波动。
2.3 自给电源加自激电源
值得一提的是，图3所示的功率型开关电源中，没有一般开关电源中那样的辅助电源，当来自高压电流源的UDD端电压达到开启电压值Vdd（on）＝14.5V时，高压电流源被关断；当UDD端电压降至为芯片关断值Vdd（off）＜8V时，高压电流源又自动开启。UDD端先是N1内的自给电源起作用，功率MOSFET投入工作后，N1外的T1辅助绕组W2等构成的自激电源又并接于UDD端。就这样，“自给”加“自激”，确保了N1的持续振荡，但又不是通常所说的那种不太稳定的自激振荡频率，而是N1内稳定的他激振荡频率60kHz，独树起该集成电路的鲜明特性，故而电路结构简练，稳定可靠程度高。输出电压反馈端FB的电压范围在0V～1V之间。
2.4 稳压过程
2.4.1 单端反激式变换器的特点
图3电路，在功率MOSFET导通瞬间，绕组W3同名端与W1相反，整流管VD7呈反向偏置状态；功率MOSFET截止时，VD7导通，故称此变换器为单端反激式变换器，也称电感储能式变换器—向电容C10和C12充电，即变压器T1绕组有电感的作用，平波电感L1的数值在几十&mICro;H即可满足对纹波电压的要求，甚至可以不用L1。单端反激式变换器的整流脉宽可超1／2周期，故在市电波动较大的场所仍能保有良好的电压调整率。
2.4.2 源电压波动时的稳压过程
当市电AC220V出现波动时，T1原边绕组W1中的的电流幅值也会相应变化，立即显现到芯片内取样电阻RS上，过电流比较器即调节PWM脉宽，相应调节输出电压。该过程在整个稳压过程中，起着绝对主导作用。与此同时，集成可调基准稳压器N3输入端1脚的电压相应变化，引起其输出端3脚电压反向的变化，再通过光耦N2使集成电源变换器N1的控制端3脚FB电压，使N1内的功率MOSFET的栅极脉宽和输出端电压反向变化，从而将输出电压最大限度地恢复到外电压波动前的数值上。即：源电压的波动，得到电流控制工作模式的及时应对，内环控制的采样电路置于过电流比较器反相输入端，源电压效应优于0.01％。外环的电压控制工作模式也参与应对，其作用小于电流控制模式，响应速度也较低。
2.4.3 负载波动时的稳压过程
（1） 负载波动时工频整流滤波电压相应波动
当市电电压不变，负载波动时，电容C6上的电压相应波动，图2中RS上电压相应变化，过电流比较器及之后环节及时实施脉宽调节，调节精度优于0.01%，即C6上的电压变化时，输出脉宽反向变化，确保图3电路输出电压不变。这实际就是2.4.2条的电流控制的稳压过程，VIPer22A型电源的负载调整率就有条件优于普通变换器型开关电源。
（2） 负载波动时高频变压器原边绕组电流相应波动
当市电电压不变，负载波动时，W1绕组电流相应波动，图2中过电流比较器的同相输入端电压也相应变化，并及时调节脉宽，保有优于0.01％稳定精度。
（3） 负载波动时VIPer22A中功率MOSFET漏-源极间电压随之波动
负载波动所引起的变压器原边和功率MOSFET上漏-源极间（导通电阻为15Ω）的电压降波动，必然引发取样电阻RS上的电流和电压波动，反馈到过电流比较器的反相输入端，内环控制PWM,将影响降至最低，确保输出电压的稳定，调整精度优于0.01%。即VIPer22A内环的电流控制将变压器副边及副边以前的电压波动所产生的影响降至微乎其微。
（4） VIPer22A低负荷条件下的自动间歇工作模式也优化了负载调整率
该芯片另外还有低负荷条件下的自动间歇工作模式（见以下3．2．4），抑制了轻载时的输出电压上升。该电路的以上4个特点，是普通电压控制型开关电源所没有的，因此能确保其负载效应显著优于普通电电压控制型开关电源。
（5） 外环的电压控制模式也参与稳定负载变化所引起的输出电压波动
与此同时，负载波动时，W3绕组及其输出端电压也有波动，所以处于芯片外环的电压控制模式投入运行应对，以保持输出电压稳定，但精度与响应速度都劣于内环。
（6） VIPer22A负载效应优于电压控制型开关电源，但仍劣于自身的源电压效应
市电供电的变换器型开关稳压器，其源电压效应优于负载效应是一规律。VIPer22A电源负载效应虽优于普通变换器电压控制型开关电源，但也劣于自身的源电压效应，未超越这一规律。
3. 过热、过流和过压保护功能与自动重启
3.1 过热保护
图3所示的开关稳压电源，芯片N1中封装着发热的主要元件功率MOSFET和过热保护环节，一旦芯片出现170℃高温，保护环节输出信号作用于RS触发器，即截断了功率MOSFET上的触发脉冲，参见图2。芯片关断后，温度逐渐下降，下降到40℃后，才能恢复运行，迟滞温度为40℃。
