为了减小中小功率多路输出DC／DC变换器的体积，一般采用单端反激磁隔离反馈技术，次级采用多绕组整流输出加线性串联电压调整器或磁放大器二次稳压控制方式。由于低压差三端稳压器为线性串联调整方式，因此随着输入输出电压差的增大，效率会随之降低，并且低压差三端稳压器在空间应用还存在单粒子瞬态效应，造成输出电压跳变。针对空间飞行器对高可靠性、高效、低输入电压降压变换器的应用需求，用通用PWM控制技术，设计了一种输入电压最低可达3 V的同步整流型Buck变换器，提高了DC／DC变换器效率。
1 引言
对于采用多电压供电的设备，最直接的办法是采用多个独立的DC／DC变换器，但会导致电源体积变大，效率不一定达到最优，甚至在某些情况下，由于各个DC／DC变换器的工作频率不一致，导致输出拍频干扰。因此，从简化电源设计角度出发，目前常用的多路输出控制技术主要有：通过输出电感磁耦合的交叉调节方式、加权反馈控制方式、磁隔离反馈结合二次稳压控制方式等。电感磁耦合控制方式主要适用于输出需电感续流的拓扑，如单端正激拓扑；磁隔离反馈结合二次稳压控制方式一般适用于单端反激拓扑，通过磁隔离反馈控制闭环，输出各路的电压通过与反馈绕组的匝比确定，次级通常采用低压差三端稳压器进行二次稳压或采用高频可控饱和电感(磁放大器)进行二次稳压。
在此针对空间飞行器对高可靠性、高效、低输入电压降压变换器的应用需求，提出了一种应用PWM控制芯片UC1843以及MOSFET驱动芯片TP S2813实现次级同步整流的Buck变换器的电路设计。设计了一种输入电压为3．6 V，输出为1 V／7 A的隔离式DC／DC变换器，并用实验结果验证了设计的可行性和有效性。
2 总体电路的考虑
若直接采用串联线性稳压调整方式可实现降压变换。如采用串联调整管，利用运算放大器进行闭环反馈控制的方式，或直接采用串接低压差三端稳压器的串联稳压调整方式。这两种方式的缺点是效率低，且前一种需要低压供电的运算放大器和低压开启的MOSFET，没有宇航级器件。
开关变换方式可以采用自激式或他激式。自激式变换器线路简单，无需PWM控制器，但缺点是驱动信号受电路工作状态影响以及其开关频率取决于电路中储能电感，因此这里采用他激式控制方式。采用他激式控制方式需要解决的问题是，常规PWM控制器的最低启动电压均高于8 V，因此直接利用输入电压无法完成电路启动，需要设计Boost电路给PWM控制器提供启动电压，当电源输出后，通过自持供电电路给PWM控制器持续供电。电路总体框图如图1所示。
3 升压启动电路和辅助供电电路的设计
设计使用了一种双管自激Boost启动电路给PWM控制电路启动供电(一般PWM的启动电流为几个毫安或十几个毫安)，在DC／DC变换器正常输出后，通过自持电路维持供电，Boost启动电路原理图如图2所示。
该电路稳态工作时分4个阶段：①输入电压通过R1给VT1启动电流，VT1导通，VT2，VD4截止，输入电能通过L1进行储能，电容C1放电；②VT1工作于饱和区，VT2逐渐进入饱和区；③VT2工作于饱和区，VT1截止，VD4导通，L1中储存的磁能转换成电压uL和输入电压串联，向C1及负载供电；④L1电流逐渐减小，VT2逐渐退出饱和区。
4 工作模式的设计
Buck电路工作模式有两种：电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)，两种模式对应的电压增益分别为：
式中：D1为主开关管占空比；D2为续流二极管占空比，在CCM下，D1+D2=1。
以3．6 V输入，1 V／7 A输出的Buck变换器为例，根据M=D=Uo／Uin，最小工作占空比为27．8％，其工作的临界电感为：
式中：fs为开关频率。
当输出电感大于Lc时，电路工作在CCM；否则在DCM。在CCM下，输入电容电流有效值：
式中：r为电流纹波比，一股取r=0．4。
当D=0．5时，IRMS出现最大值，因此输入电容应在D=0．5条件下进行设计。以输出7 A电流为例，IRMS计算结果为3．55 A，若采用CAK45的钽电容，其每个允许的纹波电流为0．71 A，这样就至少需要5个电容并联，才能满足可靠性要求。
5 驱动电路设计
由于同步整流管采用MOSFET，它具有双向导电特性，因此调整管和续流管两路驱动信号的前沿和后沿均要保证一定死区时间，使得整流电路能正常工作而不致产生共态导通而烧毁。当然对于同步整流而言，希望死区时间越短越好，可有效减少驱动死区时间内由于同步整流管的体二极管导通引起的效率降低。
MOSFET驱动芯片选用双路高速MOSFET驱动器TPS2813，其峰值驱动电流可达2 A，工作温度范围从-40～125℃。将PWM UC1843输出的一路驱动信号分别送到TPS2813的两路输入端，利用TPS2813内部的逻辑门电路(反相器)，输出两路脉冲边沿陡峭且死区明显的基本互补的方波驱动信号。图3示出驱动信号的设计电路，图4示出驱动信号波形。
6 补偿电路的设计
系统反馈补偿回路设计的优劣直接影响电源的品质。反馈补偿设计不好，要么系统的稳定性裕度不够，在某些条件下会使系统出现振荡；要么会使系统瞬态响应变慢，达不到使用要求。
基于PWM UC1843的电压型控制模式的DC／DC变换器输出滤波器是双重极点系统，对误差放大器的反馈补偿可以采用单极点补偿器。单极点补偿器虽然简单，但其闭环带宽小，所以暂态响应较慢。因此，设计时选用双极点，双零点的补偿器。双极点-双零点补偿器的一对零点用来抵消滤波器双重极点的增益以及相位滞后。另外，补偿器在高频处有一个极点用来抵消输出电容等效串联电阻(ESR)引起的零点作用。在更高频率处还有一个极点，以保证整个系统的闭环增益和相位穿越频率处有良好的相位裕度和增益裕度。
下面设计补偿器：①确定滤波器参数。滤波器电感L=35μH，C=900μF，滤波器极点为Lp=1／(2π·
)=897 Hz，输出电容的ESR=0．05 Ω，其零点为：fz(ESR)=1／(2πRC)=3．539 kHz；②确定系统的直流增益：ADC=UinNsec／(△ucNpri)。UC1843的误差放大器同相输入端设定电压为2．5 V，固定三角波的幅值为1 V，则A DC=2．5。因此有：GDC=201gA DC=7．96；③确定最大的闭环穿越频率。一般选取最大的闭环穿越频率为fs／5，即fxo=20 kHz；④确定使控制到输出特性增益曲线在穿越频率处提升至零所需要的增益量：Gxo=40lg(fxo／FP)-GDC=46；⑤确定补偿零点的位置：fez1=fez2=fp／2=448．5 Hz；⑥确定最低极点的位置：fep1=fz(ESR)=3．539 kHz；⑦确定最高极点的位置：fep2 ≥1．5fxo，fep2=50 kHz；⑧计算两个补偿零点处的增益：G1=G2+20lg(fez2／fep1)=13．1，G2=Gxo+20lg(fep1／fxo)=31。A1=10(G1／20)=4．52，A2=10(G2／20)=35．5；⑨计算C1，C2，C3，R1，R2，R3：取C3=0．1μF，C1=1／(2πfxoA1R1)，R2=A1R1，C3=1／(2πfez2R1)，R3=R2／A2，C2=1／(2πfep2R2)。计算结果如下：R1=3．55 kΩ，R2=16 kΩ，R3=451 Ω。C1=496 pF，C2=199 pF。实验电路的实际选取参数为：R1=3．6 kΩ，R2=56 kΩ，R3=470 Ω，C1=510 pF，C2=220 pF。
7 实验结果分析
按照图1设计的Buck变换器，主开关管的漏源电压波形如图5a所示。输出7 A时电感电流波形如图5b所示。图5c示出输出从10％载至半载阶跃的输出波形，图5d示出输出从半载至满载阶跃的输出波形，效率曲线如图5e所示。由图5b可见，r≈0．12，比预期设计值小。这种情况说明输出电感较大，虽然使得变换器在轻载情况下也会保持CCM，而且输出纹波电压也会很小，但带来的问题是主功率管前沿尖峰很大，严重情况下反而会造成次谐波不稳定。
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