摘要：针对传统感应加热电源中直流斩波环节开关损耗大、调压范围窄的缺点，提出一种新型的Buck-Boost软斩波电路，通过增加辅助开关管和谐振元件实现了主开关、辅助开关和主续流二极管的软开通和软关断。这里以180 kHz高频感应加热电源为研究对象，逆变侧采用基于IGBT倍频的单相桥式逆变电路，使输出频率为逆变器频率的两倍，逆变器输出匹配串联谐振负载。此处详细分析了新拓扑结构的工作过程，并通过实验证明了分析和设计的正确性和可行性。
关键词：变换器；感应加热电源；软开关；倍频
1 引言
感应加热因具有加热效率高，速度快，非接触式加热等优点，故应用范围越来越广。其输出功率主要是通过改变逆变器的输入直流电压进行调节的。改变逆变器的输入电压有两种方法：可控整流和斩波调压。现在大部分感应加热电源都采用直流斩波调功，该方式具有功率因数高、电压动态响应快、保护容易等优点，但传统斩波功率器件都工作在大电流硬开关状态，增加了开关损耗，降低了电源效率。为进一步提高电源频率和效率，要求斩波调功电路能实现软开关。近年来，国内外在软斩波研究方面都提出了新的方法，较为成熟的技术大都集中在Buck和Boost的研究，但调压范围有限。故此处提出一种新型的Buck-Boost软开关变换器，能够在较宽范围内实现软开关。
采用IGBT并联倍频的控制方法可提高逆变器开关频率。此处设计采用两组IGBT并联的逆变器，匹配串联谐振负载，采用分时控制策略，实现逆变器倍频输出。由于数字式电路控制精确，软件设计灵活，整个控制系统简单、可靠。因此，这里采用TMS320F2812型DSP和EPM1270GT 144C5型CPLD相结合的数字控制电路实现频率跟踪、开关管驱动以及各种保护功能。
2 主电路结构与工作原理
以180 kHz高频感应加热电源为研究对象，其主电路如图1所示。主电路由三相桥式不控整流、直流斩波和逆变电路3部分组成。
三相交流电经三相不控整流桥VD1’变成脉动的直流电，输出给Buck-Boost软斩波变换器进行功率调节，再经过滤波电容Cd对电压平滑滤波后，因Buck-Boost是反向变换器，所以接逆变器要反向，逆变输出向串联谐振负载提供高频电能。
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2．1 新型Buck-Boost软斩波电路工作原理
该电路可分为6个工作过程，软开关工作波形如图2所示。为方便分析，假设：①整流滤波后电压等效为直流电压Uin；②串联谐振逆变环节等效为负载R0；③Cd足够大，可视为电压源；④主电感Lf足够大，流过的电流为恒值Io(实际上Lf中的电流iLf波动很小，特定阶段可视其为恒流源)。
具体分析如下：
模态1(t0<t<t1) t0时刻开通VS2，因存在电感Lr，电流不能突变，故VS2零电流开通。VS2开通后，L中的电流iLr线性上升，同时升压二极管VD0中的电流iVD0线性下降。iLr上升率与iVD0下降率相等。t1时刻，iLr上升到Io，iVD0下降至零，VD0零电流关断。该阶段中电压电流关系为：uLr=LrDILr／dt。
模态2(t1<t<t2) t1时刻开通VS1，为保证VS1完全零电压开通，该阶段持续的时间必须大于开关管的导通时间。由于iLr恒定为Io，由Lr两端的电压公式可知Lr两端电压为零，故VS1零电压零电流开通。t2时刻关断VS2。
模态3(t2<t<t3) t2时刻关断VS2，Lr与缓冲电容Cr开始谐振。Cr两端电压不能突变，故VS2是零电压关断，同时由于VS1完全导通，Io=iVS1，因此流过VS2电流为零。故VS2实现了零电压零电流关断。该阶段电路方程：iLr(t)=iLr(t2)cosω(t-t2)，uCr(t)=iLr(t2)Zsinω(t-t2)，
。
当uLr<uCr时，VD2截止，充电结束。该阶段缓冲电路和主电路各自工作，互不影响。主电路的工作原理同传统的Buck-Boost电路一样，电源给主电感Lf充电。
模态4(t3<t<t4) t3时刻，Lr与Cr谐振结束，Lr中能量全部转移到Cr中。电源继续给Lr充电。
模态5(t4<t<t5) t4时刻关断VS1，同时Cr向负载恒流馈能，缓冲电路再次接入主电路。由于Io=ICr+iVS1，而iCe=Io，故VS1零电流关断。该阶段各器件电压电流关系为：iCr=-CrduCr／dt，uLf=-LrdiLr／dt。
需注意的是在电路整个工作过程中，iLf只是近似恒定为Io，实际上它有轻微的波动过程。VS1开通后iLr开始线性上升，到VS1关断时，Cr放电，它的变化过程是二次曲线，Cr放电结束时，iLf开始线性下降。因此在该阶段，uLf，uCf均线性下降。如图2所示，整个工作过程中uLf的变化为：恒值(Uin)→线性下降→恒值(-Uo)。
模态6(t5<t<t6) t5时刻，Cr放电结束，放电电流跌落到零，这时Lf两端电压和负载电压大小相等，VD0零电压导通，电路进入续流模式，电路稳态运行到下一个周期开始。
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2．2 180 kHz倍频逆变电路工作原理
为设计180 kHz的高频感应加热电源，采用大功率自关断功率器件IGBT。通过在各逆变桥的IGBT上分别并联一个IGBT来实现，每组并联的IGBT轮流工作，频率为90 kHz，使负载频率为开关管工作频率的2倍，实现输出为180 kHz的高频感应加热电源，间接拓宽了．IGBT’使用频率。在分析感应加热过程中，逆变器输入端可等效为一个电压源，电路的稳定运行状态在一个周期内可分为6个运行阶段，图3示出了电路的工作模式。
为防止直通烧坏器件，上、下桥臂不能同时开通，必须要有一段死区时间。各阶段运行如下：
设C1～C4为IGBT的CE极间结电容。初始状态VD11，VD41导通，负载谐振电流io为负，并向Cd反充电，此时流过开关管VT11和VT41的电流为零，其两端电压也为零，可实现零电流零电压开通。
模态1[t0～t1] t0时刻，io反向，VT11，VT41在零电流零电压下导通，电流经VT11→负载→VT41形成正向电流。
模态2[t1～t2] t1时刻，io=0，下一时刻，io为正，VT11，VT41继续导通，电流逐渐增大。
模态3[t2～t3] t2时刻，VT11，VT41在零电压(ZVS)下关断。VD21，VD31在C1～C4的作用下零电压导通，io为正，并向Cd反充电。L，C与C1～C4共同谐振，C2，C3放电，C1，C4充电。
模态4[t3～t4] t3时刻，开通VT21，VT31，uab过零变正，VT11、VT31承受反向正弦电压，电流经VT21→负载→VT41形成反向电流。
模态5[t4～t5] t4时刻，io=0，由于VT21，VT31导通，下一个时刻，io为负，L，C与C2～C3共同谐振，C1，C4放电，C2，C3充电。
模态6[t5～t6] t5时刻，VD11，VD41在C1～C4的作用下零电压导通，此时换流结束。
在紧接着的后一个周期里VT12，VT42，VT22，VT32轮流导通，其导通过程和VT11，VT41，VT21，VT31相同。通过并联的IGBT分时导通，拓宽IGBT的使用范围，提高输出频率。
3 系统设计
图4为中频感应加热的硬件系统结构框图。
它主要有主电路、控制电路、故障检测及保护电路和频率跟踪电路。系统以TMS320F2812型DSP和EPM1270GT144C5型CPLD为控制核心，实现对电源的驱动信号控制、频率跟踪控制、功率闭环调节控制、逻辑保护等功能。DSP实现数据的采集处理、PI数字调功、设置、保护及软斩波器的驱动等功能控制。CPLD控制模块由自／他激切换电路、锁相模块、PWM及死区模块等组成，实现对感应加热逆变器的频率控制，经过脉冲分配模块产生8路驱动脉冲驱动逆变模块。
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4 实验分析
基于上述分析，对新型Buck-Boost感应加热电源进行实验研究。参数为：输入电源为380 V／50 Hz三相交流电源，主、次开关管的开关频率均为20 kHz，额定输出功率30 kW，逆变器工作频率为180 kHz。开关管选用FM 50DY-9型MOSFET，二极管VD4直接采用MOSFET反并联二极管，VD1，VD2，VD3，VD0用快恢复二极管IXYS DSEI 60-10A，Cs=1 nF，Cd=1 000μF，Lf=970μH，Lr=27μH，Cr=0．47μF，R=30 Ω；负载中Ro=127 mΩ，Co=10μF，Lo=0．34μH。
本文关键字：加热电源 综合-其它，单片机-工控设备 - 综合-其它
