初级绕组磁化电流ILPm的波形为三角形，如图4（f）所示。由式（14）及（18）所示的负载电流波形分别示于图4（g）和图4（h），而合成的初级电流波形示于图4（i）。由于初级绕组电感量较大，在整个开关周期内，即使S2关断，ILP2基本上仍保持为恒定值。
如果没有输出电流，磁化电流的平均值为零。因此，当变压器空载时，初级电流为正负峰峰等幅的波形。而获得零电压谐振开关，该磁化电流的峰－峰幅值，必须大于两倍负载电流在初级绕组中所产生的电流。
这种串联功率变换拓扑的特点在于：在正激变换电路中，只用了一只磁性元件，该磁性元件起两个作用：一是作为电路中的电感器，二是作为隔离变压器。另外一种类似电路如图7所示。
这种电路结构和工作情况，基本上和图3一样，Cp只有当S1导通时，才能并接到初级绕组。图7电路所产生的波形示于图8。其工作状态分别示于图9和图10。在图9中S2导通，使初级绕组中的电流增加，而输出电流完全由电容CS来提供。在图10中S1和S3导通，CP上的电压Ucp（是在S1及S3断开时，Cp连续充放电所形成的），加在变压器初级绕组上。
图8电路工作波形
图中iLpm的峰值为
图9S2导通电路状态
图10S1、S2导通电路状态
稳态时，初级电感上的电压在一个开关周期内平均值为零
UiDT＋(－nUo)(1－D)T=0(19)
nUo(D－1)＋UiD=0(20)
(21)
其波形示于图8（b）。从式（9）和（21），可得
（22）
Ics波形示于图8（c）。输出电流Io波形示于图8（d），而次级电流Is波形示于图8（e）。
在S2导通期间，磁化电流
（23）
磁化电流的峰－峰值：
（24）
同样，在S1和S3导通期间，磁化电流的峰－峰幅值为：
（25）
式（25）的波形示于图8(f)。
式（7）所表示的电流反射到变压器初级侧，就导出式（14）。
在S2导通期间，由负载电流在初级侧所产生的电流，可由式（21）导出
（27）
整理后可得（28）
在整个开关周期内，S2导通期间由负载电流在初级侧所产生的电流等于输入电流Ii
（29）
或（30）
式（30）的波形示于图8（g）。
初级绕组磁化电流ILPm为三角波形，如图8（f）所示。合成的初级电流波形如图8（h）所示。
当输出电流为零时，就和正激变换器的情况一样，初级绕组中只有磁化电流，其平均值为零。图7电路和图3电路不同点是：图3电路在S2关断期间，初级绕组中无磁化电流，而在图7电路中，即使在S2关断期间，CP仍会提供一定的磁化电流。
4结语
图3电路由于采用开关管S1作为有源箝位/恢复器件，使该电路具有如下优点：
（1）为使变压器恢复，不需要附加恢复绕组，或附加有损耗的箝位器件。
（2）占空比比较高，允许输入电压范围宽，或采用较高的匝比。
（3）由于匝比较高，初级上的电流应力和次级侧上的电压应力可大大减轻。
（4）存贮在寄生元件中的能量被传输到谐振槽路元件上，并循环进行，结果使电路效率提高，噪声下降。
（5）由于开关电压被箝位到一个可控制的电平上，器件应力减小了，就可采用低额的开关器件。
（6）可实施零电压开关（ZVS），从而可工作在较高的频率上并获得较高的效率。
（7）在整个输入电压变化范围内，开关管上的电压应力相当恒定，这就为设计者提供了综合考虑的余地。而在其他单端式电路中，由于开关电压应力与输入电压成正比，不具有这个优点。
（8）由于采用了这种有源箝位技术，就有可能在次级侧采用同步开关改善变压器波形。
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