图5ML4831/32/33功能框图
图6ML4831/32内部结构框图
图7ML4833内部结构框图
3.1ML4831/32功能简介
ML4831/32均为由平均电流控制的连续电流型升压式功率因子校正级组成,具有多种镇流控制环节的电子镇流器专用控制电路。灯管起辉和再起动定时能通过选用外电路元件实现，从而可对不同类型的灯管进行宽范围的控制。镇流环节采用调频和调节压控振荡器频率范围的附加可编程方法，对灯功率控制，故适应各种类型的输出网络。
ML4831/32中的增益调制器对大功率开关器件切换造成的干扰有很强的抗扰能力。如图6所示，增益调制器的输出将作为电流误差放大器的基准出现在放大器的反相输入端，数值为
式中：Isine是取自交流输入的电流；UEA为误差放大器的输出（管脚1）。增益调制器的输出限为1V。PFC控制环节中的PWM调整器将通过管脚4传感电阻上产生的负电压，对由乘法器输出产生的正电压进行补偿。同时通过每周限流对功率MOSFET实施防高速电流瞬态的保护。一旦管脚4的电压低于1V，PWM周期便马上终止。
ML4831/32的过压保护（OVP）端（管脚18）用于当灯管突然脱开时保护功率电路免受高压伤害。利用分压电阻直接挂到高压直流总线的方式可对OVP的起跳点进行设置。只要管脚18的电压超过2.75V，功率因子校正（PFC）晶体管将被截止，镇流环节的工作仍可继续。OVP的阈值应设定在功率器件能安全工作，但又不太低以致影响升压型功率变换环节工作的数值上。器件内部的运算跨导放大器执行PFC的电压反馈、电流传感和环流放大三方面工作。该跨导放大器按具有小信号正向跨导比较低的特性设计，以使在补偿网络中可采用大阻值电阻作负载及小容量（<1μ F） 陶 瓷 电 容 作 交 流 耦 合 。 补 偿 网 络 可 采 用 图 8形 式 ， 分 别 在 频 率 fz和 fP处 引 入 一 个 零 点 和 极 点 ：
fZ=1/2πR1C1
fP=1/2πR1C2
注意到直流至“地”的通路及跨导放大器输出处都可能产生失调，反映到输入端的失调误差电压数值则由uos=iO/gm确定。图8中的电容C1就是用于阻断直流，使失调的不利影响减至最小。
ML4831/32中所有的运算跨导放大器均组合有压摆率（SlewRate）增强功能，以改善电路加电和瞬态响应条件下的恢复，因为跨导放大器从小跨导状态改变到大跨导状态时，对大信号的响应基本上是非线性的。
ML4831/32是通过对镇流电路逆变部分的功率开关管非重叠导通进行频率调制实现对灯的输出功率控制的。也就是说，在振荡定时电容CT放电期间，两只镇流功率管的输出都为低电平，参见图9。器件中压控振荡器（VCO）的频率范围受LFB放大器的输出（管脚6）控制。随着灯电流减小，管脚6的电压上升，致使CT充电电流下降，从而造成振荡器振荡频率变低。因为镇流输出网络衰减高频，故馈送给灯的功率便相应增加。一般，振荡器的频率可按下式计算：
fosc=1/(tchg＋tdis)(2)
式中
式中UTH及UTL见图9（b）。
假定充电电流大于放电电流，显然充电电流Ichg=0时，振荡频率(最低)
fosc=1/(0.51×RTCT)
注意，充电电流为零的情况发生在LFBOUT（管脚6）为高电平时。
通常，充电电流随送入振荡器的两个输入而变：
其一是预热定时器的输出，其二是灯反馈放大器的输出（管脚6）。在预热阶段，充电电流固定在
Ichg(preheat)=2.5/Rset(3)
的数值上。正常工作阶段，充电电流随管脚6的电压从0到UOH的变化而变。管脚6的电压为零时，振荡器频率最低，灯的功率最大。放电电流远大于流过定时电阻RT的电流，如取放电电流为5mA时，放电时间tdis≈490×CT。
图8跨导放大器的补偿网络
ML4831/32内部还包含一个将UCC电压限定在13.5V的并联调整器。当UCC比13.5V低0.7V时，器件的静态电流将小于1.7mA，输出便被截止，从而使器件可直接利用挂接到整流AC总线上的电阻来起动。
另外，因为ML4831／32内部含有温度传感功能，故只要器件结温超过120℃便立即停止镇流器工作。为了更好发挥内部传感功能而不使用外部传感器，必须在镇流器的电路板上仔细确定ML4831／32的位置，以确保器件能正确传递镇流器的工作温度。ML4831／32的芯片温度通常可用下式来估算：
（a）（b）
图9振荡器和定时波形
Tj=65TA/PD(℃/W）(4)
值得注意的是，充分合理地用好器件内部的传感功能，对降低镇流器的总成本很有用。
按照既确保灯的寿命最长，又使镇流器发热最小的原则，ML4831/32专门设计了器件的起动方案。见图10(a)，即包含灯丝预热、灯突然脱断在内的起动方案。镇流器加电时,CX上的电压由初始为0.7V，上升到3.4V的时间即灯丝的预热时间。在此期间，振荡器的充电电流Ichg=2.5/Rset，振荡器产生很高的频率，但不产生足以使灯起辉的电压。灯丝预热后，逆变电路的频率跌到最低，同时产生高压使灯点燃起辉。如果在灯应该点燃起辉的时候逆变电路的电压没有跳变，则进入管脚9的灯反馈电压将升高至Uref以上，CX充电电流将被旁路，逆变电路停止工作，直到CX通过RX放电降到1.2V阈值。按这种方式停止逆变电路工作，可以避免灯起辉失败或者脱离插座时逆变电路产生过热。一般，选择大阻值RX使这段时间适当长些为好。当CX达到6.8V阈值时，振荡器将关闭LFBOUT，因此灯将被驱动至满功率，随后进行调光，CX管脚的电位被箝位在约7.5V处。整个过程如图10(b)波形所示。
(a)(b)
图10灯起动预热和中断定时方案及其波形
3.2ML4833内部功能的改善
ML4833是ML4831/32的改进型，除兼有上述ML4831/32的全部功能外，最突出的改善在功率因子校正部分。ML4833的功率因子校正部分为峰值电流传感的升压型PFC控制电路，这种形式的电路只需要电压环补偿，比之ML4831/32采用平均电流控制方式的电路更简单。它由电压误差放大器、无须补偿的电流传感放大器、积分器、比较器及逻辑控制电路组成。在升压型功率变换部分，功率因子的校正通过电流传感电阻输出传感电压和流过的电流，利用对误差放大器的积分电压信号和Rsense两端电压的比较实现占空比的调节，占空比的控制定时如图11所示。考虑到微线性公司的所有高性能电子镇流器集成控制芯片均采用18脚DIP或SOIC封装，器件结构的改善必将带来内部功能框架和外部管脚功能的变化，为了简洁说明上述3种器件的差异，特在表3中给出它们的管脚功能仅供参考。
4ML4833构建的高性能电子镇流器
图12所示为采用ML4833构建的高性能电子镇流器的完整电路图。该电路系典型的AC/DC/AC结构：输入端增加了RFI抑制滤波电路，前级由AC/DC组成升压型有源功率因子校正电路，后级DC/AC则为高频逆变电路，通过T5，VD11，R23和控制芯片的管脚8构成闭环，使系统工作稳定。实验电路可达
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