（15） 从式（15）可以看出，保证开关管实现ZVS的最小电流可由式（16）得到。
=n2VH
（16）
不同的吸持电容Ch数值与最大电压值VH所对应的ZVS范围如图4所示。开关管超前臂的关断损耗可通过给IGBT增加外接缓冲电容来减小。从图4还可以看出大电容Ceq对ZVS范围的限制。因此，Ceq的选择应综合考虑ZVS范围和超前臂的开关关断损耗。
2.2 滞后臂的ZCS条件
吸持电容的归一化值如式（17）所示。
Chn=
（17）
图5所示为吸持电容不同归一化值所对应的原边电流的复位情况。为了实现滞后臂的ZCS，Ch的能量应该足够大，从而通过Lr使原边电流复位，且原边电流应当在滞后臂关断之前减小到
图5不同归一化Ch值对应的原边电流的复位零。从式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。
arcsin
(1－D)（18）
从式（18）和图5可以看出，为了确保ZCS，应当增加Ch或VH的值。但是，VH的最大值不能高于输入电压反射到次级的电压Vs/n；同样，大电容Ch增大了环路电流，而环路电流又通过Ch间接加到了负载。综合考虑，软开关在变换器功耗方面的效果不仅与开关损耗的减小有关，还与由软开关引起的附加导通损耗有关。为了获得预期的效率，要求在设计时Ch的值取得越小越好，从而使附加导通损耗最小化。
图5 不同归一化Ch值对应的原边电流的复位
2.3 输出耦合电感
为了保证辅助电路二极管Dc的软变换，输出耦合电感的漏感Llks应当满足式（19）。
Llks<
（19）
式中：Dmin为最小占空比。
给Ch充电的谐振电流也耦合到了输出电感电流中，从而增加了输出电容的电流纹波。因此，Llks应当在满足式（19）的条件下尽量取大，以减小谐波电流的有效值。
3 实验结果
为了验证ZVZCS PWM全桥变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台80V/50A，80kHz的样机，其电路如图6所示，参数如下：
图6 样机电路原理图
输入直流电压Vs=630（1±10％）V；
输出直流电压Vo=80V；
变压器原副边匝比N1∶N2=5.33，变压器原边漏感Lr=9μH；
输出滤波电容Co=10000μF(电解电容)；
输出滤波电感Lf=20μH，N3∶N4=1.12，漏感Llks=1.8μH；
开关管S1～S4(IGBT) IRGPH50KK2(1200V，30A)；
输出整流二极管Dc，Dd，Df，Drec C60P40FE(400V，60A)；
C1=C3=1nF；
Ch=0.47μF(电解电容)；
R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；
开关频率f=80kHz。
图7给出了实验波形。从图7（a）可以看出，在谐振周期内，原边电流减小到零，从而消除了原边的拖尾电流。从图7（c）可以看出，通过S4的电流在驱动脉冲下降为零之前已经减小到零，从而S4实现零电流关断。从图7（d）可以看出，在死区时间内，S1的电压减小到零，从而S1实现零电压导通。从图7（e）和（f）可以看出，在一个谐振周期内，Ch在满载时完全放电，而在轻载时却没有完全放电，使得环路电流根据负载条件变化作适应性调整。
图8给出了根据原理样机得到的效率曲线。满载时效率最高，达到94％。
(a) 变压器原边电压和电流的波形
(b) 变压器次级电压和吸持电容电压波形
(c) 滞后臂S4的零电流关断波形
(d) 超前臂S1的零电压导通波形
(e) 满载时吸持电容上的电压电流波形
(f) 25％负载时吸持电容上的电压电流波形
图7 实验波形
图8 原理样机效率曲线
4 结语
本文提出了一种新颖的ZVZCS PWM全桥变换器，并具体分析了它的工作原理、电路设计及性能。最后通过一台4kW的原理样机的试验结果，证明了该变换器具有以下主要优点：
——所采用的辅助电路无有源开关；
——次级整流二极管具有与传统的全桥PWM变换器相同的电压应力值；
——对吸持电容充放电的环路电流可根据负载的变化进行自适应调整；
——辅助电路二极管Dc实现了软变换；
——能够使变换器在开关频率为80kHz且满载时效率高达94％。
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