图4 感应耦合充电变换器原理框图
如前所述，充电器设计中很重要的一个考虑是感应耦合器匝比的合理选取。为使设计标准化，按3种充电模式设计的感应耦合充电变换器都必须能够采用相同的电动汽车插座。限制充电器高频变压器副边匝数的因素包括功率范围宽，电气设计限制和机械设计限制。典型的耦合器设计其副边匝数为4匝。对于低充电等级，一般采用1∶1的匝比，对于高充电等级，一般采用2∶1的匝比。
对于30kW·h以内的储能能力，随充电状态不同，电动汽车电池电压在DC 200～450V范围内变化，变换器拓扑应当能够在这一电池电压变化范围内提供所需的充电电流。
4.1 充电模式1
这是电动汽车的一种应急充电模式，充电较慢。按这种模式设计的充电器通常随电动汽车携带，在没有标准充电器的情况下使用，从而必须体积小，重量轻，并且成本低。根据这些要求，可采用单级高功率因数变换器，降低整机体积，重量，降低成本，获得较高的整机效率。图5给出一种备选方案：两个开关管的隔离式Boost变换器[6]。在不采用辅助开关时，单级Boost级电路提供PFC功能并调节输出电压。当输入电压为AC 120V时，输入电压峰值为170V，由于变压器副边匝数为4匝，输出电压的调节范围为DC 200～400V，因而变压器可以采用1∶1的匝比，原边绕组均采用4匝线圈。典型的电压电流波形如图6所示。
图5 两个开关管的隔离式Boost变换器
图6 电压电流波形
当原边开关管S1及S2均开通时，能量储存在输入滤波电感中，同时输出整流管处于关断态。当开关管S1及S2中任一个开关管关断时，储存能量通过原边绕组传输到副边。由于变换器的对称工作，变压器磁通得以复位平衡。
为使输入电感伏秒积平衡，必须满足（1）
Vinmax≤
VB(1－Dmin) （1）
假定变压器匝比为1∶1，最大输入电压为170V，则输出电压为DC 200V时占空比为0.15，输出电压为DC 475V时占空比为0.5。如图5所示，主开关管上的电压应力为2VB。当输出电压为DC 400V时，开关管电压应力是DC 800V，这一电压应力相当高。而且，由于传输电缆和感应耦合器的漏感，器件电压应力可能会更高。为了限制器件最大电压应力，可以采用图5所示的无损吸收电路。但无论是在哪种情况下，都必须采用1200V电压定额的器件。因高耐压的MOSFET的导通电阻较高，导通损耗就会很大。因而，要考虑采用低导通压降的高压IGBT。但IGBT器件开关损耗也限制了开关频率的提高。
开关管的平均电流为
ISavg=
ILavg （2）
对于1.5kW功率等级，输入电流有效值为15A，平均开关电流是13A，峰值电流为22A，需要电流定额至少为30A的开关器件。尽管这个方案提供了比较简单的单级功率变换，但也存在一些缺陷，如半导体器件承受的电压应力较高、输出电压调节性能差，输出电流纹波大。
为了降低器件的开关损耗，可以采用图5所示的软开关电路。给MOSFET设计的关断延时确保了IGBT的ZVS关断。在电流上升模式中，MOSFET分担了输出滤波电流，其电压应力为IGBT的一半。从而，可以采用600V的器件。同时，因关断损耗的降低，开关频率得以提高。
另一个降低器件电压定额的方案是采用两级变换结构。前级PFC校正环节可以采用带有软开关功能的Boost变换器，允许高频工作。后级DC/DC功率变换级，可以采用半桥串联谐振变换器，提供高频电流链。图7给出了适用于充电模式1的两级功率变换电路结构图。
图7 充电模式1采用的两级功率变换电路结构
若输入电网电压是AC 115V，为了降低DC/DC变换器的电流定额，输出电压可以提升到DC 450V。这样Boost级功率开关管可以采用500～600V的MOSFET，半桥变换器的开关器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半桥工作，感应耦合器可以采用1∶2的匝比。若原边绕组为4匝，则副边绕组为8匝。Boost开关管的电流定额是30A，而半桥变换器开关管的电流定额是20A。
4.2 充电模式2
这是电动汽车的一种正常充电模式，充电过程一般在家庭和公共场所进行，要求给使用者提供良好的使用界面。
充电模式2的充电功率等级是6.6kW。230V/30A规格的标准电网电源足以给这种负载供电。其典型的充电时间为5～8h。
与充电模式1中充电功率变换器相类似，充电模式2也可采用单级AC/DC变换器。但由于带PFC功能的单级变换器，开关管的峰值电流很高，因而最好采用两级变换器。其中，PFC级可采用传统的Boost升压型电路，开关管采用软开关或硬开关均可。但为了提高效率，更倾向于选择软开关Boost变换器。图8给出两种采用无损吸收电路的软开管Boost变换器主电路功率级。图9给出两种采用有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级[7][8]。
(a) 无损吸收电路之一
(b) 无损吸收电路之二
图8 采用无损吸收电路的软开管Boost变换器
(a) ZCT
(b) ZVT
图9 采用有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级
若电网输入电压为230V，则输出电压可以调节到400V以上。这使得后级变换器的设计变得容易，感应耦合器可以取1∶1的匝比。因此，如果电池最高电压为400V，则前级输出电压可以采用DC450V。
与采用带附加有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级相比，无损吸收软开管Boost变换器功率级因无需有源器件，因而更具优势。特别是图8(b)，因其开关管的关断dv/dt得到了控制，开通为零电压开通，且主开关管上的电压应力为输出电压，因而整机性能得到大大改进。图10给出无损吸收电路的典型波形。
图10 无损吸收电路的典型波形
对于6.6kW的功率定额，450V的输出电压，需要采用600V/60A的MOSFET。可根据应用场合需要，整机设计可选择单模块或多模块并联方案。
对于后级DC/DC变换器，由于输入输出均为容性滤波器，因此，只有具有电流源特性的高频变换器适用。以下几种有大电感与变压器原边相串联的拓扑适合采用。其中一种形式是图11所示的全桥型变换器。
