Boost电路的一种软开关实现方法

    将式（4）代入式（6）可得

    C2Vo2＋C1Vo2(<=)L（7）

    实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。

    (C2＋C1)Vo(<=)tdead2（8）

式中：tdead2为S2开通前的死区时间。

    同理，弱管S1的软开关宽裕条件为

    (C1＋C2)Vo(<=)tdead1（9）

式中：tdead1为S1开通前的死区时间。

    在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。

3    实验结果

    一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。

    该变换器的规格和主要参数如下：

    输入电压Vin    24V

    输出电压Vo    40V

    输出电流Io    0～2.5A

    工作频率f    200kHz

    主开关S1及S2    IRFZ44

    电感L    4.5μH

    图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。

    图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。

(a)Current of L(Io=1A)

(b)vgs and vds of S2(Io=2.5A)

(c)vgs and vds of S1(Io=2.5A)

图6    实验波形（Vin=24V）

图7    不同负载电流下的效率曲线

4    结语

    本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。

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