热插拔电路的基础知识
热插拔电路保护设备，人员，或两者兼而有之。有些电源供应器，例如，有内置和可调电流限制(在热交换标准电路)，防止损坏电源和电路是在一个热交换活动供电。典型的RAID和电信系统对飞行热交换，交换电路板或磁盘驱动器的能力。
至少，热交换要求您限制浪涌电流以防止该公司全系统掉电时，大电容负载通电的可能性。电流限制也有助于减少源电源供应量，限制在电气连接器接触电弧。其他热交换的功能包括：低串联电阻，断路器动作，状态指示，双插入点检测和电源良好信号。
保护像热抽换元件和集成电路的电路增加了成本，同时增加时间来设计和测试系统。尽管如此，这些弊端，必须权衡较少有形成本(不总是最关心的一个设计师的心)与不受保护的系统相关：设备损坏，系统停机时间，并造成人身伤害诉讼，更换和维修费用，技术人员的*。这个名单可以继续。
对热抽换功能的引入可以立即让一小抵消主电源供应系统成本。降低浪涌电流的水平，一个电源必须提供允许小滤波电容器和一个更小的电源供应。其他好处包括更小尺寸的电线和电路的痕迹，更小，更便宜的电路连接器，并在电源路径普遍较小的部件。
最简单的限流元件是保险丝，可自行或与其他保障要素的组合使用。由于过电流保险丝是有效的，他们要么要求(获UL认证电路，例如)或作为最后手段的灾难性故障时保护包括在内。
对于标准的保险丝，主要是诋毁是他们一次性使用。另一种是polyfuse，一个类似的装置，否则身体膨胀和合同根据通过它的电流流动所产生的热量。温度依赖性polyfuse拥有有限的电压工作范围，但它可以重置自己的优势是通过标准的保险丝。
典型的热交换电路
电容齐纳场效应管组合
阿热抽换应用中常用的电路是电容齐纳场效应管组合(图1a和1b)。该电路限制浪涌电流充电跨越栅源第一季度交界的C1。假设C1是出院时，通电时，电路保持作为一个跨门源路口短效第一季度关闭。由于C1的收费，VGS的增加，使第一季度打开缓慢。 C1的大小和VGS的第一季度第一季度的速度有多快的特点决定打开收费的负载电容(C2的)。
图1a。一个离散“限额齐纳场效应管”热插拔电路采用C1的充电率控制开启Q1的研究。这是显示在图1b范围
图1b。 CH1为负载电流; CH2的是第一季度栅极电压。
在图1a齐纳二极管ZD1防止第一季度栅源路口不超过其最高*级。 (请注意，在图1a(± 20V的)太小，承受24V的工业或48V的电信应用。)如果电源循环迅速VGS电压最高，负载电容可以出院，而C1的收费仍足以维持在第一季度。这个条件可以减少电流限制功能，允许大电流浪涌电源时恢复。还有另一个电容齐纳场效应管的拓扑的缺点：目前的限制是积极的，只有在电且仅当C1是出院。一旦断电，电路不能防止过流和短路条件。阿保险丝通常雇用的目的。
PNP晶体管和电流检测电阻
另一个热插拔应用(图2a和2b)电路使用一个PNP晶体管(Q1)和一个电流检测电阻(R1)，以提供连续电流感应和限制。由于权力是通过应用，电流流R1和第二季度的负载。电流通过R1 VBE中创造了第一季度的偏置电压。如果电流足够大，以第一季度的偏见，然后通过限制第一季度第二季度到负载传导通过降低栅源电压的第二季度。请注意，齐纳二极管可在第二季度的栅源交界的图1a()，以防止对第二季度和第一季度的VCE过电压击穿的补充。
图2a。另一个热插拔电路实现电流感应及2A与PNP晶体管(第一季)限制。这说明了开启在图2b波形。
图2b。 CH1为电流; CH2的是第二季度栅极电压。
此电路的优点，与图1a是，目前的限制是始终启用。这种积极的功能附带了一个缺点：与负载系列R1的增加功耗。此外，电流限制可以更改高达± 20的Q1的VBE中在温度变化范围为-40 ° C至+85 ° C的后果%在图1a(在图2a，如果将齐纳二极管)应足够小，以保护晶体管，但足以让场效应管其身份证在最低范围内充分传导的RDS(ON)。
优势热插拔电路
集成电路为基础的热交换电路提供小型封装许多功能，他们需要很少的外部元件。图3a，例如，显示了低电压热插拔应用程序，只需要一个电流检测电阻(R1)和2.7之间的一系列通元操作(第一季度)至13.2V。该电路提供浪涌电流限制(图3b)和双过电流故障保护，而从高振幅电路故障和一个低振幅反应迟缓MAX4370组成快速反应，破坏性的过电流条件。
图3a。一个IC的热插拔电路使用MAX4370提供了更好的准确性和使用的几部分
图3b。请注意在该启动波形范围阴谋ILOAD限制。数据生成与MAX4370热插拔控制器。
在MAX4370已连续电流监测，并在图2a的电路。在MAX4370的版本，但是，具有较好的初始精度和更好的比图2a离散版本的高温性能。在图2a PNP晶体管有一个为2mV /℃，生产范围内为± 120mV时近似输出温度偏移变化从-40℃至85℃，25℃起典型VBE中漂移为± 6.5mV和±为慢速和快速电流限制在20mV的比较图3a MAX4370，但是，展览的最大漂移。
晶体管的VBE中指定很少，但MAX4370有一个电压跳变点是明确和低得多：50mVTH，这是十二分之一是在0.6V的VBE中。其结果是一个具有更少的功耗更小检测电阻。此外，该集成电路为基础的电路做图1a和2a的电路不能：
利用成本较低的n通道MOSFET
提供一个状态输出
响应低收入和高层次的故障情况
提供一个电源控制端子(ON)为负载控制或针双卡插入合适的检测
提供自动重试和锁存故障管理
提供的I ? C兼容接口
过温检测，并提供热关断
支持多电压系统和喜欢的PCI - Express ?标准的具体应用
在图3a MAX4370还作为一所负载断电闭锁故障时，检测电路断路器。如果一个应用程序需要自动重试或15V的电感，回扣的保护，您也可以替换一个MAX4272或MAX4273热插拔控制器。
高电压，集成电路为基础的热插拔电路可以节省电路与离散的空间。阿如MAX5902(图4a和4b SOT23封装大小的控制器)从9V至72V操作，只需要一个外部P沟道MOSFET(第一季)的基本操作。该电路无需电流检测电阻以限制浪涌电流或检测故障情况。相反，它采用一个电流检测元件上的一个P沟道MOSFET(第一季)的RDS(ON)。
图4a。一个专门的热交换，如MAX5902集成电路
图4b。开启波形说明在2ms/div。数据生成与MAX5902。
在MAX5902控制器保持MOSFET关断电源时首先采用。它认为，如果无限期关闭状态的ON / OFF端子举行低，如果电源电压低于欠压锁定(UVLO)的水平，或者如果芯片温度超过125℃(是典型值)。如果这些条件都不适用于那些内置的导通延迟到期(150毫秒，典型值)时，MAX5902逐步打开第一季度。在此开启阶段，慢慢地提高第一季度控制器，允许对负载(Q1的漏极电压)，以增加在典型的9V/ms率。
浪涌电流的负载，因此，有限的水平成正比的负载电容和不断转换率：ILIMIT(典型值)= CLOAD × 9V/ms。经过第一季度全面加强，负载电压为解决它的最终价值，跨季度(ILOAD ×的RDS(ON))是由MAX5902故障监测电压下降。如果电压降超过断路器的阈值时，控制器轮流第一季度关闭，并立即断开负载。
不像分立元件电路，图4a电路功能的热关断保护，UVLO保护，与在关机/ OFF端子，以及一个电源良好(PGOOD)状态信号。在MAX5902可带或不带断路器功能，可以用断路器或自动重试或与一个锁存关闭选项。
