1 引言
近年来，多电平变换器在高压大功率方面成为研究的热点，主要是因为它可以用低耐压的器件实现高压大功率输出，无需动态均压电路，无需变压器；电平数的增加，改善了输出电压波形。目前多电平逆变器的拓扑结构有三种：二极管箝位型逆变器（Diode clamped inverter），飞跨电容型逆变器(Flying capacitor inverter)和具有独立直流电源的级联型逆变器(Cascadedinverter swith separate DC sources)。在这三种电路结构中，二极管箝位型应用最为广泛，二极管箝位型五电平逆变器电路拓扑结构如图1所示。本文主要讨论二极管箝位型多电平逆变器的PWM控制方法。
多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中一个相当关键的技术，它与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变的实现与否，而且，对多电平逆变器的电压输出波形质量，电路中有源和无源器件的应力，系统损耗的减少与效率的提高都有直接的影响。到目前为止，人们已经提出了大量的多电平变换器PWM控制方法[1][2]，载波的PWM控制方法和空间电压矢量法（SVPWM），它们都是两电平PWM方法在多电平中的扩展。SVPWM方法因其高电压利用率，低谐波含量以及硬件电路简单等优点受到了广泛的关注和应用，但当该方法应用于五电平以上的电路时，它的控制算法会变得非常复杂，因此对于五电平以上的多电平电路，采用三角载波PWM的控制方法是一种较为可行的方案。
2 消谐波PWM法（Subharmonics PWM——SHPWM）
多电平逆变器基于载波的PWM控制方法是两电平PWM方法在多电平中的扩展，它们的原理都是电路的每相使用一个正弦调制波与几个三角载波进行比较。
2.1 SHPWM法的原理[4]
对于一个N电平的变换器，每相采用N－1个具有相同频率fc和相同峰峰值Ac的三角载波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦波相比较，为了使N－1个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。在正弦波与三角波相交的时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件，反之，如果调制波的幅值小于某个三角波的幅值则关断该器件。该方法的原理如图2所示。对于一个N电平的变换器，调制度ma和载波比mf定义如下：
2.2 SHPWM法仿真结果和分析
根据三角载波的相位的不同，SHPWM可分为三种典型的情况：
1）所有载波具有相同相位（PD型）；
2）所有位于零基准以上的载波同相位，所有位于零基准以下的载波具有相反相位（POD型）；
3）所有载波自上而下，交替反相和同相(APOD型)。
针对这三种多电平PWM方法，利用Matlab仿真软件进行了仿真研究，建立了一个五电平二极管箝位型逆变器，图3、图4、图5分别为调制度为0.8，载波比为21，输出电压基波频率为50Hz时，所得到的仿真波形。
每幅图的(b)、（d）部分对应的是相电压和线电压的波形图，（c）、（e）部分对应的是相电压和线电压的频谱图。
从仿真结果可以看出，对于PD型系统，从输出相电压中的频谱图可以看出，谐波能量主要集中在的载波频率处，该处的谐波幅值较大，从而使相电压的THD（计算50次以内的谐波）达到23.94％，其它的谐波分量主要是以载波整数倍频率为中心的边带谐波，幅值较小。在三相系统的输出线电压中，由于各个三角载波同相位，因此载波处的谐波相互抵消，使线电压的THD降低为12.76％。
对于POD型系统，在相电压和线电压中，都没有载波谐波，但均存在以载波整数倍频率为中心的边带谐波，且其幅值大于PD型系统中的相应幅值，所以，该方法最终得到的相电压和线电压的THD分别为22.5％和19.71％。
对于APOD型系统，其频谱分布与POD型系统很类似，所有谐波基本都位于以载波整数倍频率为中心的边带上，唯一的区别就是，POD型中的谐波能量主要集中在载波频率两侧边带中，而APOD型系统中谐波分布更加均匀，最终得到的相电压和线电压的THD分别为22.13％，22.56％。
显然，在APOD型系统中，由于相应谐波在三相系统中，不仅不能相互抵消，有的甚至相互叠加，导致线电压的THD反而大于相电压的THD。从上面的三种多电平消谐波PWM法的仿真结果，可以看出，对于输出相电压，三种方法的THD相差不大，但对于输出线电压，PD型系统的THD最小，具有明显的优势，实际应用中也最常被采用，从这个角度来说，在三相系统中PD型系统是最优的。另外，从仿真结果可以发现，在三种形式SHPWM方法的输出相电压和线电压中，从PD型到POD型再到APOD型，带宽内的谐波含量依次增加，即APOD型的传输带宽内残存谐波数量最多，给输出滤波带来了困难，这一现象在频率调制比越高，及电平数越大的情况下将越明显。
3 开关频率优化PWM（Switch frequency optimal—SFOPWM）
3.1 SFOPWM法的原理[4]
开关频率优化PWM法[2]是另一种三角载波PWM方法，这种方法与SHPWM法类似，它们的载波要求相同，但SFOPWM的正弦调制波中注入了零序分量，对于一个三相系统，这个零序分量是三相正弦波瞬态最大最小值的平均值。所以SFOPWM法的调制波是通常的三相正弦波减去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相调制波的计算公式如下：
该方法只可用于三相系统，因为注入的零序分量在单相系统系统中无法相互抵消，从而在输出波形中存在三次谐波，而在三相系统中就不存在这种情况，这一点将在后面的仿真结果中清晰体现。
3.2 SFOPWM法的仿真结果和分析
对上述给出的开关频率最优PWM法（SFOPWM），按照消谐波PWM法PD型系统安排载波波形，其它仿真参数完全相同，所得仿真波形如图7所示。由图可见，在这种PWM方法的输出相电压中，谐波能量主要分布在载波频率处，同时，由于调制波中零序分量的注入，所以在输出相电压中存在明显的三次谐波，这个谐波在三相系统的线电压中将相互抵消，最终得到的输出相电压和线电压的THD分别为36.26％，14.40％。可见该PWM方法输出线电压的THD与PD型的SHPWM方法接近，而其最显著的优点在于，输出电压的电压调制比可以达到1.15，所以这种方法最适合希望高电压利用率的三相电机调速系统。
本文关键字：逆变器 电子技术，电工技术 - 电子技术
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