SPWM控制下多电平逆变器损耗特性研究

    在大功率应用场合中，逆变器开关器件的损耗问题一直是制约其性能提高的因素之一。其损耗可分为通态损耗和开关损耗。讨论了这两种损耗的计算方法，并提出一种降低开关损耗的PWM方法，即SLMPWM。给出了调制度和功率因数角变化时，传统SPWM和SLMPWM策略的损耗分布区面。可见，在很大范围内，PWM策略能将开关损耗降低约一半。最后，给出了这两种调制策略谐波特性的比较，可见，SLMPWM调制策略的谐波特性与SPWM基本一致，不会由于等效开关次数降低而导致谐波特性变差。

    1引言

    自多电平电路拓扑面世以来已逐渐成为解决高压大容量电能变换最有效的方案。多电平(包括三电平)结构已在如高压(中压)交流电机传动、FACTS、电网质量管理和电网无功补偿和吸收等多个领域得到了广泛应用。在三电平变流器中应用的主流器件是大功率、高压电力电子器件(例如IGCT或HVIGBT)及快恢复二极管，它们在变换器工作时要产生通态损耗、断态损耗和开关损耗，其中开关损耗是器件损耗的主要部分。

    多电平逆变器的特点之一是半导体器件相对较多，在对多电平通态损耗的研究中，文献提出混合四电平拓扑功率损耗计算，文献对级联式多电平通态损耗进行了研究，该方法可用在假设输出电流为正弦波情况下，调制算法具有确定关系式的通态损耗计算。

    这里提出一种能够有效降低开关损耗的调制方法。该方法对于通态损耗影响不大，但能将开关损耗降低一半左右。分析比较传统SPWM算法与改进调制方法的谐波特性，得出两者谐波特性基本一致，故改进算法能在保持SPWM谐波特性的基础上，有效地降低NPC三电平逆变器的损耗。

    2逆变器拓扑结构及PWM原理

    图1示出NPC三电平电压源逆变器的主电路拓扑。开关器件选择5SHz08F6000型IGCT，相配套的快恢复二极管FRD选择5SHZ08F6004。逆变器每相有4个带有反并续流二极管的功率管和2个箝位二极管。当VS1，VS2或VD1，VD2导通时，输出Udc，记作1电平；当VDc1，VS2或VDc2，VS3导通时，输出电平零，记作0电平；当VS3，VS4或VD3，VD4导通时，输出-Udc，记作-1电平。

   

   
    NPC三电平逆变器的调制方法，较多采用基于载波的PWM(SPWM)方法和空间电压矢量调制(SVPWM)方法。已有文献证明，通过合理注入零序电压，SPWM与SVPWM存在等效关系，因此对于SVPWM相关问题的分析可通过构造等效的SPWM载波信号来获得。
    当逆变器的调制波为标准三相正弦交流信号时，相电压峰值为Um，定义逆变器的调制度m=πUm／(4Udc)，SPWM的m最大值为0．785，而SVPWM的m最大值为0．907。按采样周期内调制波uk和ik的符号(规定电流由逆变器流向负载的方向为正)，可将导通和换流分为4种模式，如图2所示。

   
    当uk>0，ik>0时，这种导通与换流模式记为模式1。采样周期内电平将会在1和0电平之间切换，如图2a所示。输出1电平时间k,1=ukTs ／Udc，此时VS1，VS2导通，输出0电平时间tk,0=(1-uk／Udc)Ts，此时VDc1，VS2导通。参与导通的器件为VS1，VS2，VDc1，而开关动作的器件为VS1，VDc2。

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3 三电平逆变器通态损耗的计算方法
    由于电力电子器件的非理想导通特性，当电流流过时，必产生损耗，定义为通态损耗。流过器件的电流为ik(对于IGCT，参照参数表中Ir值；对于FRD，参照参数表中IF值)时，器件的压降记为UT(对续流二极管记为UF)，可以将UT(UF)表示为Ir(IF)的线性函数：
    UT=UTo+RTIr，UF=UFo+RFIF        (1)
    器件通态损耗与逆变器的导通与换流模式有关，下面以模式1为例说明通态损耗的计算方法。先假定负载功率因数角为φ，那么uk=Umcos(ωt)，ik=Imcos(ωt-φ)。在模式1下，参与导通的器件为VS1，VS2，VDc1。不妨假定在第j个采样周期内电流保持不变，在该采样周期内VS1，VS2，VDc1的通态损耗分别为：

    当采样周期较大时，虽然属于模式1的周期变少了，但每个周期内的时间变长了，这种近似依然有效。同理VS2和VDc1的通态损耗可计算为：

    在模式1中，其余器件不参与导通，因此不会产生导通损耗。采用同样方法可计算出其他模式下的导通损耗，因此在一个逆变器输出周期内，逆变器某一器件所产生的导通损耗为：

    经测试及计算得，反并续流二极管产生的通态损耗最小，箝位二极管(VDc1和VDc2)次之，VS2产生的通态损耗最大，可计算出逆变器此时的容量为1．35 MVA，输出有功功率为1．169 MW，此时产生的总通态损耗为1．556 kW，通态损耗占输出有功功率的0．133％，这与实际情况相符。SPWM模式下通态损耗的计算结果不仅与m有关，而且与φ有关。逆变器通态损耗将会在φ=0，m=0．785时达到最大，其值为1．68 kW。当功率因数接近-1时，总损耗达到最小，其主要原因是FRD的通态压降小于IGCT的通态压降。

4 三电平逆变器开关损耗的计算方法
    器件的损耗特性可通过查询器件资料获得，对IGCT而言，其导通损耗eon和关断损耗eoff可用如下两个关于通态电流ik,j的函数来表示：
   
    一个完整采样周期内开关损耗的计算方法是对每一个开关点进行累加求和，这不利于对开关损耗进行理论分析和自动求解。下面以模式1为例说明开关损耗的计算方法。

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    在模式1下，所参与开关动作的器件为VS1，VDc1。不妨假定在第j个采样周期内电流保持不变，则可计算出在第j个采样周期内VS1和VDc1
的开关损耗分别为：

    在模式1中，其余器件不参与开关动作，因此不会产生开关损耗。采用同样方法可计算出其他模式下的开关损耗，因此在一个采样周期内，逆变器某一器件所产生的开关损耗为：

    采用SPWM时，对各管通态损耗进行测试。产生的总开关损耗功率为6．2 kW，占输出有功功率的0．577％。VS1的开关损耗最大，箝位二极管产生的开关损耗次之，VS2产生的开关损耗最小。逆变器的开关损耗将会在cosφ=-1，m=0．785时达到最大，其值为15．63 kW。

5 降低开关损耗的PWM方法
    SLMPWM算法能够在很大范围内将等效开关频率降低约1／3。当逆变器运行时，若三相电流中绝对值最大的那一相无开关动作，则能有效地降低开关损耗。a相电流表达式为ia=Imcos(ωt-φ)，考虑到三相电流的对称性，当ωt-φ∈[-π／6，π／6]时，a相电流达到正的最大。这时须将a相输出维持在一个电平上，可以是Udc，0，-Udc中任意一个。当a相输出维持在电平βUdc(β=-1，0，1)时，三相调制信号输出为：
   
    这种调制仍然满足Ua’-Ub’=Ua-Ub，Ub’-Uc’=Ub-Uc，Uc’-Ua’=Uc-Ua，不会改变调制时的线电压关系。β值的确定须满足-Udc≤ Ub’，Uc’≤Udc，若β=1和β=0都满足约束条件时，取β=0，若β=-1和β=0都满足约束条件时，同样取β=0，这样可降低输出波形中的谐波含量。若β=0，β=±1均不能满足该约束条件时，取Ua’=Ua，Ub’=Ub，Uc’=Uc。

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