电路见下图。
MC275输出级采用大板耗，高跨导KT88作AB1类SEPP输出级，每声道输出功率75W以上。
连续使用板耗35W的KT88，用于ABI类放大，输出功率可达42W—100W。
在MC275中，KT88的工作状态与典型状态略有差别，其原因使，麦景图输出级的第二栅极与另一只输出管的阳极相连，电压必然与阳极电压相等，在此情况下，为了避免第二栅极超过其最大允许耗散功率，在输出级中往往采取提高栅负压的方式使Ig2减小到允许值以内。KT88的阳极最大耗散功率pamax达到42W，最高阳极电压可增大到600V，第二栅极电压最高为500v，最大耗散功率为8W，限于Ug2=500v的规定，在麦景图输出级中Ua只能以500v为限，同时将Ugl增大为-48V左右，以使静态Ig不超过140mA，Ig2不超过8mA。当输入信号为2x60Vp-p时，以使静态Ia不超过140mA，输出功率为75W时，输出变压器初级等效最佳负载阻抗为800Ω。
KT88的栅极需要2x60Vp-P的驱动信号。如果在KT88的分段负载输出电路中，仍将输入信号以共地为参考点，形成输出级的本级50%的负反馈，则驱动信号会更高，使前级放大器12BH7难以满足。因此，该机末级输入电路加入了RC自举电路。12AX7阴极输出电阻分成两只串联，上一只负载电阻的信号电压一端直接耦合于KT88控制栅极，下端作为参考点，由0.47μF电容使其与输出级阴极为信号等电位。因此，该机中无阴极输出部分负载的负反馈，改善效果依靠大环路反馈和麦景图接法的低阻抗输出电路。为降低信号驱动失真MC275．延用了MC40以后惯用的12BH7加阴极输出器变换阻抗的驱动方式，中功率管12BH7的大动态，保证大幅度输出的线性度、阴极输出器高输入阻抗，使12BH7的大输出优势得以充分发挥，低阻抗输出对KT88也极有利。
MC275、MC240等机型采用几乎完全相同的前级放大电路，为了加入20dB的大环路反馈，该系列放大器对开环频响的设计极为周密，以免加入负反馈后过大的相移使放大器产生不稳定因素。输出变压器自不必多虑，因为其初级等效阻抗极低，使其低频基准频率达到1Hz也并不困难，驱动级与阴极输出器之间的RC耦合电路，Ce为0.22μF，Rg为lMΩ，其低频基准频率为0.7Hz。阴极输出器12AX7虽然采用固定栅负压，其IOO%的交直流负反馈可以有效地稳定工作点，所以Rg增大为IMΩ也不会使工作点产生漂移。驱动级12BH7与长尾式倒相器之间采用典型的准直接耦合电路，其fo为1.54Hz．仅有的2组RC耦合电路基准频率都远离放大器本身低频下限，而且两者相差l倍以上，因而使开环频响在10Hz以上，仅-0.4dB。
驱动级为了采用准直接耦合电路，由双三极管共用27kΩ阴极电阻。与前级阳极电压10:1分压后，电压值为-11V，作为驱动级的栅负压，12BH7完全工作于A类对称放大状态，其阴极电阻两端信号电流幅度相等、相位相反，因此不必使用电容旁路，共用阴极电阻的阻值较大，其直流负反馈作用可保持工作点的稳定。
长尾式倒相器采用μ=20的双三极管12AU7．目的是利用其较大的动态范围，降低非线性失真。前置放大器则由高μ双三极管12AX7的一半组成（另一半用于另以声道前置级），由此可以粗略计算出MC2754级放大器的电压增益。当无负反馈时，第一级12AX7阴极68n电阻的电流负反馈只占阳极输出的0.07%，可以忽略不计，其开环增益约为57倍。长尾式倒相在平衡状态，阴极负反馈可忽略。按图示元件数值，增益计算可按负载电阻阳极部分27kΩ、阴极部分18kΩ．总计为45kΩ。但实际阳极负载输出只占总负载电阻的60%．所以按μ,=20、负载电阻Ra为45kΩ、12AU7内阻Ri=7.7kn计算，增益为14.4倍，60%则为8.64倍。为了增大驱动级带负载的能力，阳极负载电阻采用较低的值，以使Ia较大，降低驱动级的输出阻抗。如按图示元件数值计算，Ra=12kΩ,．R1=5.3kΩ,．μ=20．则本级电压增益为13.87倍。上述前极电路开环增益达6130倍，输入电平lOmA即可达到满功率输出，为此高增益宽频响给加入-20dB的负反馈创造了条件。MC275额定输出功率2x75W．THD≤0.2%．最大输出功率80W（每声道）时THD0.3%。频响特性10Hz-30KHz-OdB．5Hz～50KHz-ldB。
本文关键字：暂无联系方式音频功率放大-放大器，单元电路 - 音频功率放大-放大器
