虽然LRA马达是由交流双极型波形以接近LRA的谐振频率驱动，但ERM马达主要由直流电压驱动。由于需要采用直流电，因而可能不会出现交流耦合电容器与驱动器IC的输入端串联。
设计与驱动器IC连接的PWM接口需要大量数学知识以确保运算正确。
设计该电路的第一步是确定所需的增益。PWM源可以提供下列电压电平：
式1：
其中VIN(PEAK)是PWM源可以提供的单端峰值输出电压，VLOGIC是PWM逻辑高电压。如果PWM源可达到0%和100%的占空比，请使用式1。如果PWM源达不到0%与100%的占空比，则请使用式1a，因为需要按照该式相应地减小VIN(PEAK)：
式1a：
其中DC(MAX)与DC(MIN)分别为PWM源的最大与最小占空比。请选用DC(MAX)或DC(MIN)使得能够产生最小VIN(PEAK)项，以确保获得对称的摆幅。
下一步是决定流经ERM马达所需的峰值输出电压VOUT(PEAK)。为了在所有电池电压下都实现一致的操作，可以将此值设置为3V或更低，也或者将其设置为4.2V以便在电池电量充足的条件下获得最大超速驱动。必须依照ERM马达规格来检验峰值输出电压，以确保其幅度与持续时间不超过ERM马达制造商规定的规格。我们可以利用VOUT(PEAK)与VIN(PEAK)计算出系统增益：
方程式2：
其中，“增益(Gain)”是从单端PWM源到桥接式负载(BTL)放大器输出端所需的增益。
有关图1中电路所需增益的分析表明BTL输出端的2X增益需要校正，电阻可通过下列式子来计算：
式3：
最简易的方法是将RF选为200k，然后计算出RG1与RG2的和。将RG分为两个电阻器是为了允许加入一个旁路电容器CF，以便形成一个一阶低通滤波器。这个低通滤波器可防止来自PWM信号的高频内容免受放大器及ERM马达的辐射。将RG1与RG2选为基本相同的值，即可利用它们的和，并通过式3计算出所需的增益。低通滤波器的截止频率则可通过下列式子来计算：
式4：
其中f-3dB是低通滤波器的截止频率，通常设置为2kHz至5kHz。
设计该电路的最后步骤是为REF2正确增加偏压(请参阅图1)。必需这样做的原因是由于PWM源的平均直流电平(二分之一VLOGIC)不同于输出端的平均直流电平(二分之一VBATTERY的变化值)。选择图1中的电阻R1与R2即可完成此操作。请注意，REF1引脚的戴维南(Thevenin)阻抗约为10k，因此我们将选定R2约等于200k，以使加载影响可以忽略。偏压的计算式如下所示：
式5：
其中R1是与并联的R1A及R1B(形成这两个电阻器的分压)等效的阻抗。同样，假设PWM输入端的占空比为50%，且输出端与VDD/2平衡，则可得出IN端的电压计算式：
式6：
显而易见，式5与式6在形式上实际是相同的，因此我们可以发现，只需使R2等于RF，并使R1A与R1B为RG值的两倍即可。使用对称电路的一个好处是从计算式子中去除了VDD项，从而使得此电路对电池电压的变化不再敏感。
为了测试这些计算式，我们将使用具有下列参数的示例：VLOGIC=1.5V，VOUT(PEAK)=3.0V
为获得上述值，我们需要“增益”达到4。将RF选为200k并使用式3即可计算出RG等于100k，或RG1与RG2等于49.9k。由于这两个部分是对称的，将R2选为200k并再次使用式3即可计算出R1等于100k，或R1A与R1B等于200k。为了*估该电路的性能，我们对0%至100%的输入端占空比进行参数扫描，同时将电池电压从3.0V逐步增加至3.6V，直至4.2V。此外，我们使用蒙地卡罗(Monte Carlo)分析法检测电阻值以判断其敏感性(结果如图2中所示)。
图2：模拟结果
如图2中所示，VO1与VO2两个输出端相互之间互补。请注意，这两个信号在50%占空比点或输入端上的0.75V处永远相交于零。即使当电池电压在其可用范围内变化时，也会在二分之一电池电压处相交。
图2中的模拟也是电阻器公差为1%的蒙地卡罗扫描。如图中所示，每条走线略微变宽，这表示仅对性能产生可以忽略的影响。
如图2中所示，VO1与VO2两个输出端相互之间互补。请注意，这两个信号在50%占空比点或输入端上的0.75V处永远相交于零。即使当电池电压在其可用范围内变化时，也会在二分之一电池电压处相交。
图2中的模拟也是电阻器公差为1%的蒙地卡罗扫描。如图中所示，每条走线略微变宽，这表示仅对性能产生可以忽略的影响。
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