其电路如图所示。
原理分析：
从其电路组成可见，该充电器按工作原理大致分成三大部分。
一、市电输入部分
市电输入部分由整流器和双向抗干扰滤波器组成。电容器C1、C2为常模滤波器，C3、C4、C7和T1为共模滤波器，两组低通滤波器可将电网和充电器进行双向隔离，既防止开关变换部分脉冲高次谐波污染电网，也可防止电网的脉冲尖峰进入充电器而造成开关管或驱动控制电路产生误动作。由于目前国家对电器产品的EMI（国内称为电磁兼容性）指标要求较高，为达到规定值，两种滤波器一个也不能少。此外，为了使阻带特性有较宽的频谱，共模电感T1每绕组电感量不小于4mH。同时，为了降低绕组分布参数，以避免高频抑制特性变差，Tl每绕组均分成2~3段绕制。
值得一提的是，同一电路也不乏有偷工减料的产品，有的T1只由一只不到10mm外径的磁环、各绕组只穿绕几匝塑料线而成，每绕组电感量不足20μH，滤波频谱极窄，尤其对低次谐波无滤除能力，其EMI指标必然不合格。
市电整流器采用4只1N5399作桥式整流，C8滤波。为了限制C8的初始充电电流，电路中采用了负温度系数热敏电阻RT1。采用NTC电阻不仅能限流，且利用其常温下电阻值减小的特点可以节能，同时还能使充电器内部温升不致过高。有的同类产品中未采用NTC电阻，而改用6.8Ω水泥电阻，虽功能相同，但导致机箱内温升较高。
开关电源由市电直接整流供电，用于充电器，首先必须考虑的是安全性，充电器输出端、外壳必须与市电隔离。
为了避免麻手，绝缘电阻应达到MΩ以上，同时输出端、外壳应有AC2kV/分钟的抗电强度。为了使输出端与市电隔离，输出端由脉冲变压器构成与电路的隔离。为了控制充电电流、限制充电电压，输出端的电流取样、电压取样必须送入驱动控制器TL494。因此，TL494的启动／工作电压都不能由市电整流电压供电。为了解决TL494的启动与市电隔离的矛盾，在半桥式开关电路中采取自激启动、它激工作的自动转换方式。
市电电压经D1~D4桥式整流后，经C8滤波输出300V直流电压。C7为无感薄膜电容器，用以补偿C8高频滤波特性的感性阻抗。整流电压经c5、C6分压，向半桥式开关管Q1、Q2供电。C5和C6为开关脉冲通路，必须采用分布电感小的无极性电容器，比如铝箔式封装的聚丙烯电容器等。由于该电源的工作频率高达50kHz．电解电容器是不能胜任的。
二、开关变换器
Q1和Q2组成有自激启动电路的半桥式变换器，R7和R9为Q1、Q2的启动偏置电阻。接通电源瞬间，由于电路的不平衡因素，两只开关管中会有一只先导通，产生一集电极电流脉冲。启动脉冲经驱动脉冲变压器T2的反馈绕组2-4，对先导通的开关管产生正反馈，使之趋向饱和，同时产生的感应脉冲使另一只开关管保持截止。先趋近饱和的开关管电流，经脉冲输出变压器T3绕组2-1、分压电容器C5、C6后，由T3次级绕组4-5-6输出感应脉冲，经D9、Dl0整流．C19滤波，向前级推动级和TL494提供启动电压，前级电路输出驱动脉冲，使Q1和Q2交替导通完成DC/AC变换。至此，自激启动过程完成，电路转入它激半桥式开关状态。
由T2绕组的相位关系可以看出，在它激状态．T2反馈绕组4-2的正反馈作用与T2次级输出驱动脉冲反向，自激振荡状态不能建立。在它激振荡状态下，驱动脉冲加在Q1和Q2的基一射极，使Q1、Q2产生反偏电压，以抵消R7、R9的启动偏置。开关管基极回路串联的R4、D5、C9为加速电路，以减小开关管的导通／截止损耗。
正向驱动脉冲持续期开始时，一路脉冲通过D5、R4进入Q1基极，使Q1导通，同时C9的充电电流使Q1更快地进入饱和区。此时，C9起到减小开关管导通时间的作用。当驱动脉冲截止时．C9通过T2次级绕组1-2，对Q1的基一射极放电，放电电流使Q1反偏，使Q1快速截止。与开关管并联的D6、D7为阻尼管，R1、C20为尖峰脉冲吸收电路，吸收开关管截止瞬间由T3初级绕组1-2产生的脉冲尖峰。由于半桥式开关部分工作在与市电不隔离的“热”地状态下，与电路其它部分的“冷”地用T2和T3隔离。
它激驱动器U1采用TL494，应用于双端图腾柱式输出状态，因而其13脚接入5V基准电压。由T3输出的25V电压，向Ul第12脚VCC提供启动／工作电压。U1第4脚通过R24、R20分压得到约0.45V电压，以设定两路输出脉冲的死区时间。C18为软启动电容器。开机瞬间．U1第4脚的5V电压随C18的充电过程缓慢降低为0.45V．使输出脉冲占空比随着充电电流的减小缓慢增大到受控的额定值。
R19和C12为U1内部振荡器定时元件，使振荡器的脉冲频率为50kHz。
U1第8、11脚为负极性驱动脉冲输出端。当无驱动脉冲时，外部驱动级Q3和Q4由R15、R16提供偏置而导通．Q3、Q4工作在导通状态。为了避免Q3、Q4的集电极电流超过额定值，由D12、D13提供1.2V的电流负反馈，以稳定其导通电流。当驱动脉冲加到Q3和Q4基极时，两管轮流截止，T2初级绕组6-8得到被放大的约25Vp-p的正向驱动脉冲。一般脉冲放大器均不采用导通式倒相放大电路，因为放大器若进入饱和区，其截止时间将延长，影响其波形。该电路之所以采用此类电路，是因为便于采用NPN型三极管组成共射极放大器，提高驱动能力。为了防止Q3、Q4进入深度饱和区，故采用了D12和D13限制饱和电流。D11和D14为Q3、Q4的阻尼管。很明显，该驱动级设计套用了PC机AT电源电路。但是，该电源配合缺乏严密性。在PC机AT电源中，驱动管Q3和Q4由12V稳压供电，采用2SC1815(其VCEO≤50V)是可靠的。而该电源中Q3、Q4供电电压为25V，尽管实测Q3、Q4的集电极电压可达9V，实为脉冲平均值，其峰值电压远不止此值，虽然加有供电限流电阻，但对Q3、Q4截止期间的反向脉冲峰值作用不大。实际上当一管截止时，其脉冲峰值约18Vp-p，加上Q3、Q4的集电极电路无吸收回路，其集电极脉冲尖峰电压已临近2SC1815的VC。极限值。
因此，依本人之见，应将Q3、Q4换为2N5551(其VCEO为150V)，那么该电源就可靠多了。
该电源因用于恒流充电，Ul的两组取样放大器分别对输出电压和充电电流取样。U1第2脚为取样放大器l的反相输入端，通过限流电阻R23得到5V基准电压。其1脚的正相输入端通过分压器R26、R27和R28．对输出充电电压取样，误差放大器输出高电平使脉冲占空比减小，使1脚电压降低为5V，以避免输出电压超压。由于该充电器专用于对36V(2．OV×18)铅酸蓄电池充电，在蓄电池单元电压达到2.4V必须停止充电。无论在充电过程中还是充满电以后，充电电压绝对不可能超过44V。因此，第一组误差放大器组成输出电压限压电路。
U1第16脚为误差放大器II的同相输入端，接地电位。其反相输入端通过取样电阻R3得到充电电流取样的负电压。很明显，这种接法只要R3有负电压，误差放大器立即输出高电平限制充电电流上升。为了避免第二组误差放大器在额定充电电流范围内输出高电平，通过R14引入+5V基准电压。当充电电流在1.8A以下时，R3的负电压降不足以使正电压完全抵消，因而使反相输入端为正值，误差放大器输出低电平，直到充电电流达到1.8A，R3负压降增大与R14引入的正电压抵消，第15脚电压近似OV。一旦充电电流超过1.8A，U1第15脚电压即进入负值，其内部误差放大器输出高电平通过比较器使输出脉冲宽度减小，充电电压下降，迫使充电电流减小，以保持≤1.8A。
三、电压和电流控制电路
误差放大器I的限压作用只发生在蓄电池电压接近充满之后，理论上说蓄电池充满电后，充电电流应为零，如果充电电压不进行限压供电，随着充电电流减小，充电电压随之升高，充电电流会继续上升，形成过充电，最终损坏蓄电池。为此，误差放大器I的目的是．将充电电压最高值限定在蓄电池充满电后的端电压值。对铅酸蓄电池而言，单组电池单元电压应该为2.36V一2.38V．极限值为2.4V。为了避免蓄电池过充，导致温升过分升高，36V蓄电池端电压值设定于42.48V，冬季气温低于LOCC，设定于42.84V是比较可靠的。当蓄电池充满电时，蓄电池端电压和恒压输出电压相等，理论上无充电电流。此时，误差放大器Il由于R3负压为OV，U1第15脚电压升高近似为5V．误差放大器输出低电平，对输出电压无控制作用。开关变换器输出电压完全取决于Ul第1脚取样电压值。
通过两组误差放大器的控制过程，可以发现此充电器的充电方式中所谓限压、恒流充电是指，充电器的充电电流控制系统具有恒流输出功能。如果输出端接入变动的负载，该控制系统可以通过电流取样控制输出电压，使负载中通过的电流保持不变。恒流供电的最终控制过程是通过改变输出电压实现的，所以就不能称之为恒压。实际上该充电器的电压调整系统不是稳定电压输出，而是限定输出电压，其奥妙在于电压控制取样点设在蓄电池，而不是对充电电压直接取样，充电电压和蓄电池电压两者之间接有隔离二极管D16，似乎两者压差只有二极管饱和压降。其实不然，蓄电池的电压特性恰似容量极小的电容器，对持续时间较短的（实际可认为几十秒）充电电压变动并不敏感。所以，此取样方式并非稳定瞬时输出电压。根据铅酸蓄电池特性，在充电开始时，蓄电池端电压升高速度较快，约占整个充电时间的1/4，即已达到蓄电池的额定电压，但并不意味着蓄电池已充满电。之所以说其未充满电，有两个特征：其一，此时电压不能保持，一旦停充会自行回落。其二，充电电流仍为恒流值，无明显下降，说明充电的化学反映仍正常进行。在此状态下继续保持恒流充电值，占整个充电时间的1/2，电池端电压只缓慢的升高，直到最后1/4的时间段，电池端电压升高到接近单节铅酸蓄电池的极限值约2.38V。如果此时将充电电压限定在此极限值，不再升高，充电电流将急剧降低，甚至为零。
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