(6)逐个周期式电流限制
CS端由变压器初级电流信号来驱动，如果CS端电压超过0．75V电流检测比较器会立即终止PWM的周期，用一个小的RE滤波器接到CS端并紧靠控制器，用推荐的方法抑制噪声。内部一个18Ω的MOSFET放掉外部电流检测滤波器上的电荷，每个周期放电一次，放电MOSFET在一个新的PWM周期开始后导通40ns，做前沿尖刺消隐，电流检测比较器非常快速地去响应，以缩短噪声脉冲，对电流检测滤波器和检测电阻布局时非常关键，电容与CS端滤波器必须紧靠器件，并直接接到CS和AGND端。如果用电流互感器，其两个引线紧绕滤波网络，并紧靠IC。当用电流检测电阻时，所有对噪声敏感的小功率地线连接都要接在一起，然后接于AGND，并用单一线再接至功率地。
(7)打嗝工作模式
LM5046提供一个限流重起时段去禁止控制器输出并强制一次延时重新起动， (即打嗝模式)，如果限流条件迅速检测出来，数个逐个限流周期式需要由外部电容在RES端调节，在每个PWM周期中，LM5046从RES电容处或者源出或者漏入电流，如果检测出限流条件，则5μA电流漏被禁止，30μA电流源被使能，如果RES电压达到1．0V阈值，重起顺序出现。
◇SS和SSSR电容完全充电；
◇30μA电流源关断，10μA电流源开启；
◇一旦RES端电压达到4．0V，10μA电流源即关断，5μA电流漏开启，RES电容上的电压下斜到2V；
◇一旦RES电容电压达到2．0V阈值，10μA电流源再次开启，RES电容电压在4．0V和2．0V之间上下共八次；
◇当计数达到八次时，RES端电压下拉低，软起动电容释放重新开启软起动过程，当SS端电压达到1．0V时，PWM比较器将产生第一个窄脉冲；
◇如果过载条件在重新起动后持续，将开始逐个周期式限流，并再次增加RES端电容的电压，重复在打嗝模式之下；
◇如果过载条件在重新起动后不再延长出现，RES端将保持地电平，其由5μA电流漏保持继续正常工作。
打嗝模式功能可以用将RES接到ACND来禁止。在此结构下，逐个周期式保护将立即限制最大输出电流，没有打嗝状态再次出现。
(8)PWM比较器
LM5046脉宽调制比较器是一个三输入端器件，它比较RAMP端的信号，环路误差信号或软起动信号，无论谁为低电平，都去控制占空比。这个比较器为了实现可控制的最小占空比，将工作速度最佳化，环路误差信号系从外部反馈并给隔离电路形成控制电流进入COMP端，COMP端电流在内部由一对NPN晶体管镜像出来，它通过一支5kΩ电阻接到5V基准，结果控制电压经过1V的变化，经过2：1的电阻分压器加到PWM比较器。
光耦检测器可以接于REF端和COMP端之间，因为COMP端由输入电流控制，经过光耦检测器的潜在差异接近常数，带宽限制相位延迟，通常由光耦的有效电容插入，从而大大减小。更高的环路带宽可以达到，因为带宽限制与光耦一起的极点，现在其在更高的频率处，PWM比较器的极性与COMP端没有电流流入结合在一起，使控制器产生最大的占空比。
(9)RAMP端
在RAMP端的电压提供调制的斜波给PWM比较器，PWM比较器在RAMP端调制斜波信号，经环路误差信号去控制占空比。调制斜波信号可以执行，或者作为正比于输入电压的斜波，或者作为电压前馈模式的控制。RAMP端由内部MOSFET(RSD (ON)5．5Ω)来重新设置，能使RAMP端，或为电压型或为电流型控制，允许控制器以最佳控制方法工作，其仅取决于设计约束。
(10)斜率(SLOPE)端
在占空比大于50％的情况，峰值电流模式控制会产生次谐波震荡，次谐波震荡是监视宽窄占空比下的正常特性，这可以用加入一个人造斜波来消除之，此即斜率补偿去调制RAMP端的信号。SLOPE端提供一个斜波电流源，从0～100μA，其频率为RT设置的振荡频率作为斜率补偿，斜波电流源在SLOPE端用来以不同方式给RAMP信号加上斜率补偿。
①如图2(a)SLOPE和RAMP端可以通过合适的电阻一起接在CS端，这种结构将射入电流检测信号加上斜率补偿到RAMP端，但是CS端没有见到任何斜率补偿，因此，在此图中，斜率补偿没有影响电流限制。
②在第一个图中，如图2 (b)SLOPE、RAMP和CS端可以接在一起。在此结构中，斜的电流源从SLOPE端出来通过滤波器电阻电容流出。因此，CS和RAMP两端将见到电流检测信号加上斜率补偿斜波。在此图中，电流限制工作由斜率补偿完成，限流设置点将会改变。
如果不需要斜率补偿，在电压前馈模式控制中，SLOPE端必须接到AGND端。当RT端同步到外时钟时，推荐禁止将SLOPE端加上斜率补偿，由外部从VCC到CS端接上一支合适的电阻来完成。
(11)软起动
软起动电路允许功率变换器很好地达到稳定状态工作点，因此要减小起动应力和电流浪涌。当偏压加到LM5046时，SS端电容由内部MOS-FET将其放电。当UVLO、VCC及REF端达到工作阈值内时，SS电容被放开，开始由20μA电流源重新充电，一旦SS端电压跨过1V，SS将控制占空比，PWM比较器是一个有三输入端的器件，它比较RAMP信号应对软起动和环路误差信号之间的较低信号。在典型的隔离应用中，在二次侧建立起偏置源后，二次侧的误差放大器开始软起动并建起闭环控制来取代从SS端的控制方法。
关断调节器的一种方法是将SS端接到GND，这样强制内部的PWM控制信号到GND，迅速减少输出占空比到0，相关的SS端开始软起动周期使正常工作恢复，第二个关断方式是在UVLO部分设置。
(12)栅驱动器输出
LM5046提供四个栅驱动器，两个浮动的高边栅驱动器HO1和HO2，两个接GND的低边驱动LO1和LO2。每个内部驱动器都能源出1．5A峰值漏入2A峰值电流。初始时，HO1和LO2先一起导通，随后四个栅驱动都关断，然后HO2和LO1一起导通，低边栅驱动器直接由VCC供电，而HO1和HO2栅驱动器则从升压电容处供电，升压电容接于BST1／BST2和HS1／HS2之间，一个外部二极管接于VCC和BST之间，提供高边栅驱动的功率，其能量从VCC给升压电容充电得到，当高边MOSFET导通时，BST1升到峰值电压为VCC+VHS1。此处VHS1为开关结点电压，BST和VCC电容要紧靠LM5 046的相应端子，以防止寄生电感，减小电压传输，推荐BST电容为0.1μF，或者再大一些，一个低ESR／ESL电容用于此处，防止HO传输压降。
如果COMP端为开路，输出将工作在最大占空比，最大占空比对每一相都有死区时间其由RD1电阻设置，如果RD1电阻为0，则最大占空比略小于50％，因IC内有一个固定的死区时间，内部固定的死区时间为30ns，它不会随着工作频率变化，最大占空比对每个输出都可以用下面公式算出
此处，T1是由RD1电阻和FOSC设置的时间，FOSC是震荡频率。例如，设置400kHz振荡频率，T1时间由RD1电阻设在60ns，结果DMSX为0．488。
在自由运转期，电感电流总是均衡地流过SR1和SR2的MOSFET，在H01／LO2导通之前，SR2的MOSFET被禁止，SR2的体二极管连续地携带大约一半的电感电流直到初级功率上升，将SR2 MOSFET的体二极管反偏，死区时间T1将设置允许SR的MOSFET关断的最小时间。
SR驱动器由REF稳压器供电，每个SR输出都能源出0．1A，漏入0．4A电流驱动电压为5V，5V的SR信号使LM5046传输SR信号经过隔离边界，它可通过固态隔离器或变压器完成．实际的MOSFET源和漏电流由二次侧栅驱动供给。
T1和T2由外部接到RD1和RD2到AGND的电阻调节器，注意，当RD4应对最大占空比时，RD2则不，RD1和RD2电阻要紧靠IC，电阻值由下式计算：
RD应在20～100k之间。如果死区T1为60ns。则RD1为20kΩ。
(14)同步整流器的软起动
前面已经讲过，LM5046包含二次侧的软起动功能，这样极大地令同步整流器进入稳态占空比，这个功能保持同步整流器在基本的软起动期间关断。允许输出电压线性地增长，进入预偏置负载，然后SR输出占空比增大，防止输出电压因不同二极管压降及导通电阻而扰动。再有，当LM5046加入偏置源时，SSSR电容由内部MOSFET放电，当SS电容充电到2V时，COMP将控制占空比，亦即ICOMP<800μA，SSSR放电，释放的SSSR电容开始由20μA电流源充电，在同步整流的软起动期间，SR1和SR2同时导通，如图5(a)所示，为防止任何的变压器不平衡，进入稳态如图5 (b)同步整流器输出可以用将SSSA端接地来禁止。
