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6N5P作普通输出级的应用方法

6N5P作普通输出级的应用方法

点击数:7209 次   录入时间:03-04 12:03:21   整理:http://www.55dianzi.com   元器件特点及应用

  1.6N5P单端A类运用
  
  6N5P因设计用于电子稳压器调整管。故电子管手册中未给出功放输出级的运用数据。作为生产6AS7G的美国RCA公司。为了在民用音响领域椎广6AS7G的运用。曾公开发表过6AS7G的单端A类输出级电路的基本方案和单端A类的极限使用条件。其中出6AS7G板极电压最高可达到250V,此时栅负压应不低于-125V,使板流不超过54mA.以限制A类静态板耗Pd=250V×O.054A=13.5W以下。在此状态。RCA公司推荐采用负载阻抗2500Ω输出5W的功率,但驱动信号高达125Vp-p,在当时的技术而言几乎是RC耦合电压放大器无法实现的。电子管生产厂给出应用方案几乎是极限运用。但实际应用时却往往远低于此状态。因此,根据RCA公司给出的6AS7G特性曲线族,选择板压为150V、板流为80mA的工作点,使静态板耗仅12W。南曲线图可见,此时栅负压应为-63V,作出负载线得出在负载阻抗1000Ω时可输出4.5W以上的有效功率,THD不大于3%。很明显,降低板压,适当增大工作电流。输出功率降低不明显,而负载阻抗的减小对放大器特性改善却极有效。此电路特点一是在驱动信号和2A3相同的条件下输出功率大于2A3,如6N5P两三极部分并联运用可达2A3的3倍。二是内阻更低。阻尼特性优于2A3。三是最佳负载阻抗仅为2A3的1/2.5.输m级低端截止频率更低。从而无需输出变压器有过大的初级电感量。

  按此工作状态设计的后级功放电路如下图所示。由下图可见。为了使6N5P输出4.8W功率,其栅极驱动信号幅度已达到63Vp-p,必须重新选择驱动并设计合理的工作状态。

  2.6N5P前级电压放大电路的设计
  
  首先选择驱动级电子管,使之能输出60Vp-p的驱动信号,而失真小于5%。根据RCA公司6SN7的应用资料,单只三极部分,采用板压300V的极限值电压,单级非线性失真小于5%,最大输出信号为55Vp-p。即使采用板耗更大的5687,图产的6N12P,板压300V,失真小于5%,输出电压也达不到60Vp-p。如果将6SN7两三极部分并联运用,不仅板耗增大为4W,且跨导增大1倍达5.2mA/V,内阻减小为1/2,Ri=3850Ω,虽放大系数不变(μ=20),但却使单级电压增益达到16.9倍,板压300V时输出信号峰值达到73.5Vp-p,按此用法驱动6N5P是理想选择。为了达到最大输出非线性失真小于5%,驱动级供电电压300V时,元件参数Ra/22kΩ,Rk/730Ω,两管并联板流为7.25mA,阴极自给栅负压一5.29V。当栅极输入信号电压为4Vp-p时输出信号电压为67Vp-p,足以使6N5P达到额定输出4.8W的功率。前置级只要10倍的电压增益即可满足放大器灵敏度400mY的要求。因此前置级与图1元件数值相同,保留-1.5dB的电流负反馈和10.7倍的闭环增益。

  当整体估算前级电路增益需求时。6N5P的驱动信号为最大63Vp-p,如设定放大器输入信号电压为500mV,则总电压增益A=63V/0.5V=126倍。而实际两级放大提供增益A=10.7×16.9=180倍,尚有1.43倍的余量。因此,前置级和驱动级之间的环路反馈可以保留,但需重新选择RNF值,使负反馈量不大于3dB为限。足以使前级失真达到远低于5%的程度。可以用相反的计算顺序推算出Rnf的大约值。即环路负反馈量K1、2=1/(1+A1);A2×β2=1/(1+180);8xβ2=1/1.43。

  由等式看出,只要满足180.8×β2=1/1.43,即180.8×β2=0.7,β2=0.0039。

  所以,β2=Pk1/RNF,改列为Rnf=Rk1/β2=174.4kΩ。

  可选用180kΩ电阻。此环路反馈量较小的原因是。两级电压放大器开环增益较低。为了使放大器灵敏度达到500mVp-p,而无法提高反馈量,但是本前级非线性设计数据中已考虑小于5%,所以虽只有-3dB的电压负反馈。也足以保证电压放大部分非线性失真度小于3.5%,而6N5P输出级即使无反馈仍保持小于3%的非线性失真。因此总的放大器指标是够Hi—Fi标准的。

  3.电源部分的电路
  
  输出级采用阴极自给栅负压。在板压为150V时,阴极静态电压降为63V,静态板流约80mA,所以阴极电阻应选用787.5Ω,实际可选用2只390Ω/3W的线绕电阻串联应用。为了满足6N5P板-阴极有150V的有效电压。则板极供电应为220V。

  前级供电可选用300~330V,此为保证前级失真较小的条件之一。该机电源部分不能忽视的是6N5P的灯丝电源。6N5P的灯丝电流为2.5A.电源变压器灯丝绕组必须有足够的容量。灯丝绕组的线径需φ1.26mm以上。同时将前级2只6SN7的灯丝供电由另一组6.3V/1.2A的绕组供电。前级灯丝电路加有对地为+75V的电压。以降低灯丝对阴极电子放射引起灯丝与阴极间环流所导致的噪声。电源变压器容量约为160VA。

  三极输出管板极供电对纹波极为敏感。而本机供电为低电压大电流。最好的方式是采用电感电容组成叮r式滤波。其中滤波电感不应小于5H/100mA,实在有困难也可用大电容小电阻组成RC滤波,但纹波率较大。装调中注意以下几点:

  6N5P功耗较大。每三极部分板耗13W,灯丝功耗16W.此时6N5P总功耗达40W以上。玻壳温度会很高,因此。底板元器件排列需在6N5P周边距其他元件留有30mm以上的间距。尤其距电解电容器等对温度敏感元件要特别注意。如系采用封闭机箱,则在6N5P的八脚管座旁以圆周形分布钻两网直径φ8mm孔,以便通风。

  大电流旁热式功率管阴极热容量较大,接通灯丝电源后达到电子放射温度需30秒以上。应加入高压延时电路,本机6N5P尚属中等偏小旁热管。叉采用较低供电电压,可省去高压延时设计。但是应将放大器电源开关接在高压电路。这样。只要捕入电源捕头。6N5P灯丝即已通电预热。然后接通放大器开关时才加上高压,可有缓解作用。

  在焊接过程中。6N5P灯丝所用连接铜线直径不宜小于φ1mm,而且要直接连通(7)、(8)脚,而不要采取只接(7)脚或(8)脚,而另一根由底板接通。

  初级阻抗为1000Ω的输出变压器。可采用初级绕组用φ0.18mm线绕2000匝,次级4Ω绕组用φ0.18mm线绕126匝,8Ω绕组在4Ω绕组的尾端用φ0.64mm线接绕54匝即可。铁芯需留有不小于0.15mm的空气隙。

  如果6N5P两三极部分并联运用。并联后板流总值为2×8OmA,阴极电阻改用1只390Ω电阻,或用2只820Ω/2W电阻并联。其他元件数值不变。但输出变压器初级阻抗改为500Ω,由于板极电流增大一倍,初级绕组可改用φO.26mm高强度漆包线绕1500N,次级4Ω绕组用φ0.8mm线双线并绕95匝,8Ω绕组应绕135匝。可在4Ω绕组之后用φ0.8mm线单线加绕40匝,尾端为8Ω输出端。由于激磁电流增大一倍。当采用图1电路的输出变压器铁芯时,应将空气隙加大为不小于O.2mm。

  6N5P跨导不是很高。并联运用时可不加隔离电阻。但是应用有绝缘套管的粗铜线,以最短导线直接连接以下管脚:(1)、(4)脚相连为栅极,(2)、(5)脚相连为板极,(3)、(6)脚相连为阴极,连接线切勿弯曲拉长到管座外。驱动级6SN7并联连接与此相同。



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  6N5P的A类推挽运用是在上图电路基础上加入倒相器。输出级工作参数与上述相同。因为两管工作于不同相位。使推挽输出变压器初级两端输出信号幅度加倍。从而使输出功率增大为9.6W。很明显。A类推挽6N5P两板极间负载阻抗为2000Ω,即称之为板一板极输出阻抗,用Zlpp示。

  推挽电路的直接优势,除Po增大以外是输出变压器两部分初级绕组完全对称。当两管板流完全相等时形成的磁场方向相反,因而无磁饱和现象,铁芯可交错插入,不留气隙。可以有较大的磁通量,得到更大的初级电感量。推挽电路需相位相反的、对称的两组驱动信号驱动输出级,像6N5P等低μ输出管,驱动信号较大。因而不宜采用倒相器直接驱动。尤其是PK分割倒相器。将一只倒相管输出电压一分为二成为相位相反的两部分。其每一路输出最大信号幅度也就只有此型号电子管最大输出幅度的二分之一,不可能驱动低μ输出管。常见的方法是,在倒相器之后增加一级对称的两路驱动放大器。因此,由6N5P组成的A类推挽电路如下图所示。输出级工作状态与上图相同。仅输出变压器改用推挽。初级阻抗为1000~+1000Ω,Rk、Ck本来可以上下两管合用,但是为了调整两管静态电流平衡,则分别采用390Ω×2的阴极电阻。以便调整时使两管静态电流严格相等。平衡驱动级仍采用6SN7并联运用。如果取材方便,也可以改用1只国产6N6或1只6N12P代替。

  本机为减小前置级大信号失真。仅在第一级加入约-2dB的电流负反馈,而第二级系PK分割倒相器,其本身固有的B=0.5的电流负反馈,每臂增益小于1,失真可忽略。所以整个放大环路只有对称驱动级和输出级无负反馈。整机非线性失真也足以满足小于5%的要求。本机最大输出功率接近10W,对板耗13W的6N5P而言已是极限运用状态。因为低μ输出管极限板耗和板压值过低时。实际上不可能进入AB1类状态。例如2A3,无论按A类还是AB1类设计,其推挽输出功率均为15W。但采用300B则可使AB1类输出功率大于A类1倍以上。

  5.本机DIY需注意以下两点:

  (1)切勿忽视推挽输出的交、直流平衡。在静态时分别调整输出级Rk值。使两三极部分板极电流各为80mA.差值小于3mA。将放大器输入1kHz信号,用毫伏表检测平衡驱动级输出电压。调整音量,使输出电压为50Vrms时差值小于1Vrms,当差值过大时可改变12kΩ负载电阻予以校正。上述两种平衡是输m最大功率、最小失真的有力保证。否则将会导致“推挽不如单端”的现象。

  (2)输出变压器的绕制数据。选用E30叠厚40mm铁芯,每2片EI交错插片,不留气隙。采用三槽阻燃骨架,初级绕组。采用φ0.18mm线绕2×2200匝。次级绕组,0~4Ω,用φO.8mm线绕196匝。8Ω,用φ0.51mm线,在4Ω上加绕83匝。




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