1 引言
针对目前电力机车上一些诸如继电器等一些开关设备，为了保证它在规定的电压状况下能够准确吸合，在正式应用之前必须要进行校核。本系统由于电压可调范围宽且上升均匀平稳，基本可以对各种类型的开关设备进行校核，同时本系统还可作为一些低压的中小型用电设备的供电电源使用，由于系统设计简单，可靠性高，在实际应用中取得了很好的效果。
2 系统设计方案
系统设计中的主要技术指标为:输入电压单相交流220v，电源频率50hz±5hz，电压工作范围220v±15％; 输出直流额定电压110v且从15v到150v均稳定可调，额定电流5a，电压纹波系数5％。图1为系统框图。
图1 系统框图
2.1 主电路
该系统最大输出功率为800w，考虑到系统应用的可靠性采用如图2所示的全桥式电路拓扑结构。
图2 主电路原理图
(1) 具体方案
l 全桥电路必须保证同一桥臂上的两个开关管不能直通，故必须采用反相驱动，要求控制电路给出两路相位相差180°的pwm信号;
l 对全桥电路而言，每个开关管所承受的最高电压就是输入的最高直流电压值，再考虑到系统开关频率的要求，以此为据选取开关管的型号;
l 全桥式高频变压器的磁化特性曲线工作在一、三象限，它的磁通变化可以从-bm到+bm，属于对称式工作变压器，在原边绕组中串联隔直电容 ，阻断与不平衡的伏秒值成正比的直流分量，就可以平衡开关管每次不相等的伏秒值，有效的防止磁偏现象的发生;
l 主电路高频功率器件采用mosfet，mosfet是用栅极电压来控制漏极电流的，故其驱动电路简单，所需的驱动功率小，无二次击穿，而且开关速度快，工作频率高，热稳定性较好。
(2) 主变压器的设计与绕制
在本系统中开关频率为37.4khz，变压器为手工绕制，选用ee65铁氧体磁芯，其尺寸为(单位mm):宽×高×厚=65×31.2×25，舌厚=25，窗口宽度=43，由此可算出其它参数:中心柱有效截面积ae=1.965×2.5=5cm2，窗口的面积
，功率容量的估算值ap=ae×aq=28.75(cm4)，理论上的计算值:
所以选用ee65型铁氧体磁芯是可以满足设计功率要求的。
考虑到开关管的关断特性并保证一对桥臂上的器件不会直通，系统的开关频率调定为37.4khz,最小死区时间tdeadmin=1.2μs，最大导通时间tonmax=pwmax=12.1μs，pwmax为芯片输出的最大脉冲宽度。
则初级绕组的匝数:
式中:
为输入交流峰值;
次级绕组的匝数:
式中:vinmin为电网输入的直流电压最低值;
vop为整流滤波输出电压的脉冲幅度。
它需要综合考虑输出电压的文波系数，滤波电感的直流压降和整流器的输出占空比。
通过不断调试和改进发现，当np＝22匝，ns＝15匝时可得到较好的效果。为了加强原、副边的耦合性，尽可能减小变压器漏感，在绕制过程中将原、副边绕组按如下方式绕制:原边先单独绕4匝，然后原、副边绕组共绕15匝，最后原边绕组再绕3匝。此种绕制方式在实际应用中取得了很好的效果。
(3) 驱动变压器的绕制
选用ei22型铁氧体磁芯，原、副边匝比np:ns＝1:1，匝数均为30匝。绕制方法:第一层只绕原边绕组15匝，第二层、第三层、第四层、第五层各为副边的30匝，第六层续绕原边剩余的15匝。
2.2 控制电路
(1) 3525a控制芯片简介
3525a控制芯片的管脚及封装如图4所示。
有关其内部的结构功能图详见参考文献[1]。芯片的工作原理为:误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压的高低而改变宽度的方波脉冲，将此脉冲经过一系列数字电路的处理便形成两路相位相差180°的脉冲信号。
由锯齿波产生电路可知上升和下降的斜率是可以通过改变电路参数来调整，即电容的冲放电的时间常数是可调的。在3525a芯片中，rt阻值决定了内部恒流源对ct的充电，而ct的放电则由rd决定。这样就把充电和放电回路分开，有利于通过rd来调整最小死区时间tdeadmin，从而也调整了其它脉宽时的死区时间tdead。
芯片的振荡频率可近似表示为:
在维持rt固定不变的情况下，由频率公式可以看到 fs与rd成反比变化。
在本系统中ct=2.2nf，rt=8.2kω，rd=120ω，则系统开关频率据上式计算的理论值为fs=37.3khz，实测值fs=37.4khz，pwm周期t=26.7μs。
(2) 死区时间分析
上面提到了两个时间参数tdead和tdeadmin:
l tdead是系统工作时一个开关管关断到另一个开关管导通的时间间隔;
l tdeadmin是一个安全死区时间参数，它是基于开关管的物理开关特性来定义的，即要求开关管在 时间内完全关断。由于tdeadmin的出现，必然导致输出脉宽受限，最大输出脉宽。显而易见tdead与tdeadmin的关系为:tdeadmin≤tdead。
本系统中，在电容ct两端可得到一个从0.96v到3.2v变化的锯齿波，基于本系统开关频率、在反馈电压为1.6v时做出如图3所示的pwm脉冲及死区时间的仿真分析。
由图3可知，芯片的振荡周期:
t = 2 ( tr + tf )
芯片输出的脉冲宽度:
其中:tr为电容;
ct充电时间;
tf为电容;
ct放电时间;
pw为芯片输出的脉冲宽度且pw≤pwmax，tdead为死区时间。在不变动rt的情况下，tr便为定值，当rd发生变化时，tf将随之变化，从而引起t的变化，则在输出相同脉宽的情况下tdead必然发生变化。这就是调整死区时间的基本原理。另外，从图3中可以看到输出的两路脉冲相位相反而且间隔均等，这就很好的保证了变压器的充磁平衡，防止磁偏的发生。
图3 pwm脉冲及死区时间的仿真分析
(3) pi调节
图4中的uf是经由电压传感器和运放环节处理过的电压反馈信号，ug为连续可调的给定电压信号，vref是芯片内部提供的5v参考电压，dra和drb为两路脉冲信号。此电路与主电路构成了一个完整的闭环系统。其中:
l u1a、r5、r2、c2构成了系统的pi环节，输入输出关系可用下式表示:
图4 pi控制下的pwm出电路
l u1b、r10、r9、w2构成系统反馈深度调节环节，它决定了系统传函框图中的反馈系数k;
l 由于受到锯齿波电压的限制，输入芯片的电压值超过了某一个固定值之后便不能再影响输出脉冲的宽度，为了保护芯片，调整 便可以限定进入芯片的最大电压值。
设pi环节的传函为g1(s)，3525a芯片的传函为g2(s)，主电路的传函为g3(s)。
本文关键字：开关电源 变频电源，变频技术 - 变频电源
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