式中：t2－t0是S1，S2在一个开关周期内的导通时间ton。
3）状态3[t2－t3] 在t2时刻，S1，S2关断，vs1，vs2由零开始逐渐上升，主变初级电压由Vin开始相应下降，整流管D7仍然导通。由前面的分析知C1，C2上充有数值约为Vin的电压。当vs2上升时，C2上的电压通过D3向Vin放电，放电的结果使得vs2的上升速度减慢，因而使S2关断过程的损耗下降，起到了缓冲的作用；同理，对于S1而言，当vs1上升时，C1上的电压通过D2向Vin放电，使S1管的开关损耗下降。
定量分析可以证明：S2的管压降从零开始上升时，除了Cs2结电容对S2有缓冲作用外，C2对S2的缓冲作用的结果相当于在Cs2上并联一个C2电容所产生的缓冲效果，所不同的是如果直接在Cs2上并联C2，则在S2开通时，C2上的能量将全部消耗在S2上，而本缓冲电路则为完全无损。定量分析如下。
如图3（a），设在t=0时，S2由开通变成关断，vs2=0，vcs1=0，主变初级电流变化规律为i(t)，
则
vcs1=
(1)
而对于图3（b），设在t=0时，vs2=0，vcs1=0，vc2=Ec，流向Cs1的电流为i1(t)，则流向C2的电流为i(t)－i1(t)，根据C2的放电情况，C2上的电压为
vc2=
=Ec－
〔i(t)－i1(t)〕dt (2)
Cs1上的电压为
vcs1=
(3)
从图3（b）中可以看出，Vcs1=Ec－Vc2
(a)S2关断瞬间 (b)C2放电
图3 定量分量辅助电路图
结合式（2）可得
vcs1=Ec－vc2=
〔i(t)－i1(t)〕dt (4)
由式（3）及式（4）可得
vcs1=
由此可以看出C2的缓冲作用，等价于在Cs1上并联了一只C2电容，C2越大，缓冲效果越好。
在图2中，t2－t3时段主变原边电流为折算至原边的负载电流I0/n和励磁电流iM之和，忽略iM，则有vs2(t)=I0(t－t2)/n(Cs1＋Cs2)。
4）状态4[t3－t4] 在t3时刻，vs1上升到超过Vin/2，同理可以分析出vs1也上升到超过Vin/2；此时主变初级电压开始变为下正上负的极性，D7承受反压截止，D8导通续流。主变初级电流只剩下励磁电流iM(t)。
随着iM(t)继续对Cs2充电。加在变压器原边绕组的电压反向逐渐增加。Cs2电压继续上升，直到t4时刻，vcs2=Vin，同时vcs1=Vin，vc1=vc2=0。
5）状态5[t4－t5] 在t4时刻，箝位二极管D1，D4导通，将主变初级电压箝位在Vin水平，加在原边绕组的电压为－Vin，由于励磁电流的存在，原边绕组的能量通过D1,D4释放到电源Vin，此时，励磁电流的减少量为
ΔiM=
(t－t4)
6）状态6[t5－t6] 在t5时刻，励磁电流为零，D1，D4关断，vc1=vc2=0。结电容Cs1,Cs2上的电压通过主变初级电感开始放电，励磁电流从零开始反方向增加，当结电容电压下降到Vin/2时，开关状态6结束。它的持续时间为
t5－6=t6－t5=TM/4 TM=2π
此时励磁电流达到负向最大值为IM－。
7）状态7[t6－t7] 在此状态下，结电容电压vcs1,vcs2有继续下降的趋势，那么原边绕组电压将会为正，同样副边绕组电压也变成正，使整流二极管D7导通，由于原边电流很小，不足以提供负载电流，因此续流二极管D8继续导通。在这段时间里，D7和D8同时导通，将副边绕组箝位在零位，因此原边绕组电压也为零。
在t7时刻，开通S1，S2，开始下一个开关周期。
由图2波形可以看出，当S1，S2开通时，Ec通过S1，C1，Ls，D6，C2，S2形成谐振回路，使C1，C2充电为Vin，这一过程的持续时间为谐振半周期
，它必须小于S1，S2的最大开通时间并留有足够的余量。流过Ls的最大谐振电流Ip=
，这个电流将流经S1，S2，如果Ls选得过小或C0选得过大，则过大的Ip将会造成主功率管的附加损耗增大。所以在选取Ls，C0过程中，要求转换时间
，比主功率管的最大开通时间小，以及对主功率管的电流附加值
不大，在这一原则下，选取最大的C0和最小的Ls，以获得最佳的缓冲效果和最低的成本。
3 结语
上述电源电路是一种实用的高效率变换电路，要使它正常工作必须考虑以下因素：
1）主电路开关周期特别是主功率管的最大开通时间必须远大于缓冲电路转换时间；
2）缓冲电感必须足够大，使流过其中的峰值电流远小于开关管工作电流，以减轻开关管的附加损耗；
3）适当选取缓冲电容容量，综合平衡缓冲电路转换时间，缓冲电感中的峰值电流以及缓冲效果之间的矛盾关系。
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