图20 变压器
初级电感值与期望电感值之比可以用骨架间隙来调整，而且可以在变压器磁心之间加入空气隙来调整（这就减少了磁化电感）,为此我们选择两层骨架的形式，将初级，次级分开。见图20。绕组设计开始先计算所需的最小初级圈数。对此，有：
此处，Vin min = 360V B = 0.23T Ae = 0.6cm2
在AP情况，先求出AP1, B由式[17]计算。
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此处，Pcv = Pt / 2Ve Pt = 1.3AP1*
作为替代,在此情况下,AP由AP2代替,Bmax由设计师固定0.4T。
选择初级圈数Np = 60。圈数比n = Np / Ns，由二次窗口及圈数定出。
占空比 D = 0.5 选择n = 12，二次Ns = 5
*圈数比n可以足够高，高于[18]式，因为有Lmag效应。
**二次绕组相应为Ns = 5+5，这是由于中心抽头式整流。
为了限制趋肤效应,（带来固有功耗）Litz的导线解决方案被采用。
——20*0.1mm导线放于初级侧（0.157mm*2）
——60*0.1mm导线放于二次侧（0.47mm*2）
由于初次级侧绕组设定，我们需要固定变压器电感。公式[19]可以计算并很好地得出在磁心参数及气隙长度的条件下的初级电感量。它是磁心参数及初级圈数及气隙的函数。
此处，uo = 4*3.14*10-7 为空气的磁导率。ur为相对磁导率。
Le为磁路长度(cm) Ae为磁心有效截面积(cm),LGAp 为气隙长度(mm).
计算初级电感为mH。在本文情况下为L = 0.85mH
考虑漏感，在标准正向应用的变压器中不是很精确的。(主要因机械位置)，近似值可以用下面公式得出：
此处为270uH
这里，lw = 5.6cm bw = 0.5cm hw = 1.55cm
在此例的实际变压器中，漏感约240uH,(在变压器的二次短路时测初级得出)。如前所述，在磁心中插入一个气隙，可以控制初级电感及漏感的比值，选择气隙为0.33mm, 得到Lm/Ls = 3.5的比值。
谐振电容
对谐振电容的选择必须考虑其比率电流，对于低的电容值, 在实际上，电流能够被限制。在一个聚丙烯串联电容中，它通常可以找到一个合适的元件。另一方面，对给定的谐振值（见图21），见谐振曲线的纵剖面。(Q因子，其为(Lres/Cres)1/2的函数)这样，阻抗的改变随频率变。在我们的设计中，选为22nF / 630V PHE-100*C
图21 Q值的选择
功率MOSFET
功率MOSFET用于半桥需要耐压为500V选择STP4NB50。
相关参数可以用于计算
此处，I qpk为初极侧电流峰值。
由于Lm/Ls比值为变压器初极侧电流管理不可忽略的部分，它不会被传至负载。因此,用此式计算初极电流其结果将比测量值低得多。
测试结果见图22。
图22 I（Q）+I ces 特性
阻塞电容C-bulk
设计公式如下：
此处，T hold为所需的保持时间。Vo min为正常工作的最小电压。
选择阻塞电容的关键点是按如下顺序，承受电压，100Hz纹波下的电容值，保持时间，再看一下PFC文件。
选择C bulk = 33uF/450V 容许+/--9V电压纹波，没有固定任何保持时间。
控制电路
输出电压及电流的控制与两个使用TSM103(双运放及基准)的环路有关。该元件还加上光耦。允许执行对输出电压和电流两者完整的控制。控制参数随频率的变化为流行的R f min，见器件工作页3。
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图23 输出V/I特性
自从输出控制不 能长时间保证重载情况,（如输出低于5V）在初级侧检测出的电流（C17,R26,D12,D13）并作为信号滤波器及馈送到L6598的 EN2端。超过阈值限制，软起动就会重新激活。
其它零杂
在设计中要考虑的少数临界点及相应调整。
——频率精度。实际频率由外部元件影响（Cosc的精度及其随温度的飘移）更多地，Cosc较低时，杂散影响必须考虑。（端子及PCB板电容）振荡精度会受下面因素影响，即基准中流出电流超过100uA时。
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