(7)
则变压器副边绕组匝数N2=16/1.5=10.6，取N2=11匝。
对变压器复位绕组进行计算，首先根据变压器伏妙积平衡的原则计算复位电压：
Ur= Uin tonmax/ tfFMin=48×0.45/0.55 39.27 (8)
然后可求得负责变压器原边磁通复位的第三绕组匝数N3为：
N3=U1×N1/ Ur 48×13/39.27 16匝
变压器原副边电流有效值分别为I2=30A，I1=(N2/N1)×I2=20.6A，I3=I1=20.6A。选取j=500A/cm2，线径为1.6mm的导线、有效截面积为2mm2的铜导线，原副边导线截面积为S1=0.0412cm2、S2=0.06cm2、S3=0.0412cm2，N1并绕根数为S1/ Sc=2.06，取2根，N2并绕根数为S2/ Sc=3，取3根，同样N3并绕根数为2根。则窗口利用系数：
(10)
说明绕组能够绕下，变压器共3个绕组，为了减小其漏感，可采取并绕的方式绕制。
4.2 输出滤波电感
计算输出滤波电感的电感量，应首先确定流经电感的电流ΔIL的大小。从电感线圈的外形尺寸、成本、过度响应等方面考虑，根据设计要求，为更好地抑制输出电流中的纹波含量，ΔIL取0.4A，约占输出电流的5%，则输出滤波电感大小为：
Lf=[U2min-(Uo+Uf)]/DIL□ton max (11)
U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (12)
其中：Uf为变压器二次侧管压降与输出滤波电感电压降的总和，在此取Uf为输出电压的10%，则
U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (13)
Lf=396μF (14)
根据实际情形选取Lf为650μH。
4.3 输出滤波电容
输出电容的大小主要是由输出纹波电压抑制为几mV而确定的，也就是由ΔIL以及输出电容的等效串联电阻ESR确定。在此输出纹波电压取为0.2V。其等效串联电阻ESR为：
ESR=DUr/DIL=0.2/0.4=0.5Ws (15)
取输出滤波电容大小为200μF/25V的无极性CBB电容。
4.4 功率开关管
根据前面对变换器工作过程的分析可以知道，在开关管关断时，其上承受的电压最大：
(16)
(17)
考虑到磁化电流和纹波电流的斜率，IC应有10%的裕量，即为21.725A。为了可靠性及在调整电感量大小时有可能失控，实际选择时应为此电流值的两倍。故可选择摩托罗拉公司的MUR5020快恢复二极管，其工作正向平均电流为50A，反向电压为200V，功率开关管选择IR公司的IRF540MOSFET。
5 控制策略
经过前面对变换器电路结构、工作原理、参数选择的分析，现对变换器控制策略进行研究。为了实现变换器双向DC-DC变换，要求变换器正、反方向均能正常工作，决定采取正向电压外环电流内环双闭环非互补导通、反向电压单闭环互补导通的控制策略[8-10]。
当进行双闭环反馈控制时，将输出电压经过采样电路之后与基准正弦电压相比较，对它们的误差电压采取PI调节运算的方法，然后通过运算放大器降压限幅后送到比较器正端，以达到与锯齿波进行比较产生占空比可以调节的脉冲信号的目标，进而通过占空比变化来控制和改善输出电压，如图5(a)所示。将经限幅电路限幅后的误差电压信号作为给定电流信号，与电感电流采样信号再进行比较，如图5(b)所示，Uio即为电压PI环的输出电压值，Uig为输出电流的采样信号，通过比较可以得到其输出信号为：
V=Uig+(Uig- Uio)R3/ R1 (18)
将产生的误差信号ue与锯齿信号uc分别接到比较器正负两端，即可产生占空比可以调节的脉冲电压信号，供逻辑电路使用。当误差信号大于锯齿波信号时，比较器输出高电平;当误差信号小于锯齿波信号时，比较器输出低电平，从而得到PWM高频信号。对产生的PWM触发信号进行处理，即可得到相应的开关管驱动信号。采用双闭环控制，可以增强变换器对负载的适应能力，提高输出波形质量。
图5 正向双闭环环控制组件：(a) 电压外环PI调节器;
(b) 电流内环比例调节单元
变换器反向工作时，相对于正向工作情形，采取了简单的输出电压单闭环控制，其采样部分、PI调节单元、PWM比较器等与正向控制类似，在此不再作详细阐述。在实际工作时，为保证功率器件的正常运行，需添加主开关管的驱动电路。
6 仿真试验
经过前面对控制方案的设计，现对其进行仿真验证。变换器正向工作时，其仿真结果如图6所示。
图6 变换器正向仿真波形：(a)变换器输出电压uo与滤波电感电流i ;(b) 输出电压uo与滤波电感电流i局部展开图;( c) 电压PI调节结果与电流PI调节结果
从图6(a)的仿真结果可以看出，变换器输出波形质量较好，波形平整，纹波系数较小，谐波含量少;图6(b)中，输出电压纹波为0.0084V，远小于输出要求的0.2V，滤波电感电流纹波为0.325A，小于输出要求的0.4A，变换器工作效率η=(11.603×28.308)/(12×30)=91.2%>80%，由于采取双闭环的控制方案，电路结构稍微复杂，器件较多，相对于单闭环控制存在有较多的损耗，但是满足了设计的要求，且动态响应更快;图6(c)所示为经过PI调节器后的误差电压、电流波形，在允许的波动范围之内，起到了很好地动态调节作用。
变换器反向工作时，其仿真结果如图7所示。
图7 变换器反向仿真波形：(a) 变换器输出电压以及驱动信号波形;(b) 变换器磁复位中电阻R的参数波形
从图7(a)可以看出，反向工作时变换器输出电压很接近48V满足设计的要求;驱动信号满足Boost电路设计的要求，驱动信号互补，有效利用了电感中储存的能量，这一点与变换器正向工作时驱动信号非互补控制是有区别的;图7(b)说明磁复位电路电阻R中的电流很小并且其损耗很低，在很好实现磁复位的同时也满足了尽量减小能量损耗的目标。
7 总结
通过对双向DC-DC变换器的设计，分别对其电路拓扑、控制方案、器件参数等进行了分析和对比，选取了基于单端正激变换器同步整流的电路拓扑，并将电压外环、电流内环先进的控制方案运用到试验中，最后通过仿真分析，证明了所设计变换器的正确性和可行性，满足了设计的要求。
参考文献
[1] 李平，何益宏，龚仁喜.双向直流变换器的发展现状[J].广西师范学院学报，2006，23(2)：100-10.
[2] 严仰光.双向直流变换器[M].江苏科学技术出版社，2004.
[3] 张方华.双向DC-DC变换器的研究[D].南京航空航天大学博士学位论文，2004.
[4] 童亦斌，吴峂，金新民，等.双向DC/DC变换器的拓扑研究[J].中国电机工程学报，2007，27(13)：81-86.
[5] 姜德来，吕征宇.应用同步整流技术实现双向DC - DC变换[J].电源技术应用，2005，8(11)：9-12.
[6] 刘凤君.现代高频开关电源技术及应用[M].电子工业出版社，2008.
[7] 张占松.开关电源的原理与设计[M].电子工业出版社，2006.
[8] 张卫平.开关变换器的建模与控制[M].北京：中国电力出版社，2006.
[9] 金楠唐，厚君，叶芃生，等.交流Buck型动态电压调节器的建模与控制[J].电机与控制学报，2010，14(8)：102-106.
[10] 陈冠旭，戴宇杰，张小兴，吕英杰.用于降压型DC-DC转换器的死区时间控制电路[J].微电子学，2009，39(1)：77-80.
附注
基金项目：国家自然科学基金(51177073);江苏省自然科学基金(BK2009389)。
作者简介
朱劲松(1988-)，男，汉，江苏泰州人，硕士研究生，研究方向为电力电子技术在电力系统中的应用。E-mail：1988win@163.com。
李 磊(1975-)，男，汉，山东济宁人，博士，副教授，研究方向为功率电子变换技术。 ■
本文关键字：隔离 变换电路，单元电路 - 变换电路
