然后，Rg2 = Rs + Rg1 Equation 8
使用这个简化设计中的NG=1+Av/2将这些表达式放入公式5的输出噪声计算，得到噪声系数(NF)表达式，即公式9(参考文献5)。 
从14dB(较早前使用的5V/V)增益开始，针对固定50Ω输入阻抗将增益以2dB步距往上提高，并且使用0.85nV/√Hz和表1中针对ISL55210的5pA/√Hz电流噪声，可以得到要求的电阻值和结果噪声，如表3所示。
表3：扫描增益50Ω有源匹配元件值和ISL55210噪声分析。
第一行值接近匹配表2最后一行中的较前结果。这些电阻值对任何电压反馈FDA来说都是正确的，而输出噪声和噪声系数是使用ISL55210输入点噪声数字预测的。正常情况下，提高增益将降低以输入为参考的噪声，代价是带宽减小，如同增加噪声增益(V/V)的表现一样。仍然使用图1所示的5V/V增益设计，但删除Rt元件并使用表3第一行的值，可以得到图4所示的仿真电路。
图4：增益为5V/V、输入阻抗为50Ω、使用宽带FDA的有源匹配电路。
当这个电路中的噪声增益=3.5V/V时，这个4GHz增益带宽器件将实现>1GHz的带宽。虽然这里的仿真非常精确，但在宽范围的增益和输入阻抗下这个电路也可以方便地用ISL55210-ABEV1Z有源平衡不平衡评估板进行测试。
图5：图4所示仿真电路的Vout/Vin频率响应曲线。
注意这种仿真有非常精细的刻度，图中显示从1MHz至1GHz范围内<0.3dB的滚降，其中低频滚降取决于阻塞电容。一次最终检查是查看输入阻抗，确认共模反馈环路实际是否将14.3Ω Rg1转换为接近50Ω的电路。如果电路工作正常，将图4仿真电路修改为带并联50Ω电阻的电流源输入，并用交流仿真探测输入电压，结果将接近25Ω。将这个数据整合进朝Rg1看的阻抗可以得到图6。仿真得到的响应接近匹配期望的50Ω，并且随着共模环路带宽的滚降，更高频率点的阻抗也更高。这种匹配在直到1GHz范围内都超过34dB反射损耗——频率远高于以前的FDA。这个仿真结果非常匹配测量这个电路得到的输入阻抗(参考文献6)。
图6：图4采用电流源输入时的输入阻抗。
本文小结
在高动态范围的信号处理设计中，宽带FDA为单端转换差分电路提供了有用的电路模块。接地端接元件的闭环解决方案能够用来方便地评估在这个元件和串联电阻间分割成求和点时的折衷手段。增加Rt元件会减小其它电阻值(针对固定的目标输入匹配和增益)，进而扩展带宽并降低噪声。在这个限制条件下，删除Rt，同时只依赖于Rg1元件和共模环路来设置输入阻抗可以帮助任何电压反馈FDA实现最低的噪声和最宽的带宽响应。这种应用在使用具有非常高带宽共模环路的FDA时性能最好。这种方法有可能用来替代射频放大器的单端I/O+平衡不平衡解决方案，代之以这种有源平衡不平衡配置的ISL55210。与负载和源阻抗相隔离的平衡不平衡设计相比，这种设计有更多的好处。从本文提供的简单设计公式可以看出只需改变4个电阻值，因此在输入阻抗和增益方面有相当大的设计灵活性。
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