导读：本文所介绍的控制方法实现了三相电压型PWM 整流器的能量双向流动、直流电压稳定控制及高功率因数运行，而且实现容易，具有实际工程应用价值。
引 言
PWM 整流器具有能量双向流动、直流电压稳定、低谐波输入电流、高功率因数等优点，广泛应用于单位功率因数整流、有源滤波及无功补偿、交流传动等系统中。PWM整流器的控制实际上是对交流侧电流的控制，实现的方案有电流直接控制和间接控制两大类[1]。电流直接控制能实现对电流的迅速调节，获得较好的动态性能，但需要高精度的电流传感器，而且传统的电流滞环控制开关频率不固定;间接电流控制是在控制系统中通过控制调制电压的幅值及其与电源电压的相对位移来控制输出直流电压和功率因数，尽管它动态响应稍慢，还存在瞬态直流电流偏移，但它具有简单的控制结构和良好的开关特性，检测量少，无需电流传感器，成本低，易于数字化实现，适用于对控制性能和动态响应要求不高的场合，具有良好的工程实用价值。
1 三相电压型PWM 整流器主电路拓扑与数学模型
三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示，其中虚线框内为试验测试负载电路[2]。
针对三相电压型PWM整流器，建立采用开关函数描述的数学模型，首先作以下假设：
1)电网电动势ea、eb、ec为三相平稳的纯正弦波电动势;
2)网侧电感是线性的，且不考虑饱和;
3)将功率开关管损耗等效电阻Rs同交流滤波电感等效电阻Rl合并，且令R=Rs+Rl。
定义单极性二值逻辑开关函数sk 为
由图1，忽略开关器件的开关延时、死区时间，控制系统缓冲时间，根据基尔霍夫电压与电流定律，可得到三相电压型可逆PWM 整流器的状态空间模型如下[5]
图1 三相电压型PWM整流器主电路
在这里，L 是每相交流滤波电感的值，R 是每相功率开关管损耗等效电阻Rs与交流滤波电感等效电阻Rl的和，C 是直流输出侧的电容值。
2 基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法
由于交流电感的滤波作用，整流器交流侧的输入可近似认为是三相正弦电流，直流侧有大电容稳压，输出呈直流电压源特性，稳态时输出直流母线电压可认为保持不变。由于交流滤波电感等效电阻及开关器件损耗等效电阻较小，在忽略交流滤波电感及开关器件等效电阻的条件下，三相电压型PWM 整流器的单相等效电路和空间矢量图如图2、图3、图4所示[3]。
在图3与图4中，E为电网电动势的电压空间矢量，Vp为三相电压型PWM整流器的网侧电压空间矢量，VL为交流滤波电感两端间的电压空间矢量，I 为交流电源输出的电流空间矢量。
由图3 和图4 可见，适当控制Vp的大小和Vp与E之间的相位角兹，就可以控制输入电流I的大小与相位，因而能控制整流器传送能量的大小和直流侧电压，最终就能够控制功率因数和实现能量的双向流动。
如何控制输入电流，得到理想的功率因数以及实现能量的双向流动，根本任务在于得到各功率开关器件的控制规律和通断时间。PWM技术已广泛应用于整流系统以提高功率因数并改善电流波形，本文基于电压空间矢量脉宽调制原理，通过电压空间矢量PWM控制，在整流器桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压。该电压与电网电动势共同作用于整流器交流侧，在整流器交流侧形成正弦基波电流，谐波电流则由整流器交流侧电感滤除。
在传统的相位幅值控制方式中，在功率因数为1时，控制角兹与控制电压矢量Vp的计算完全根据矢量图并依赖于主电路参数，如式(3)、式(4)所示[4]。
式(3)和(4)的运算量较大并且与主电路参数相关联，不易实现实时控制，系统存在受主电路参数影响的局限性。本文提出的控制方法是将PI调节器的输出作为相位角兹的给定，而相位角兹作为被控对象的输入变量，并依据能量守恒原理和系统的调节关系以及矢量关系确定控制算法，这样就实现了对整流器网侧控制电压Vp的相位的控制，系统闭环结构框图如图5所示。
图5 系统闭环结构图
对于网侧控制电压幅值，根据电压空间矢量脉宽调制控制原理有[6]
3 控制系统的实现
三相电压型PWM整流器控制系统的结构框图如图6所示。控制系统需要检测的信号有三相交流电源的电压信号ea、eb、ec 和网侧直流母线电压信号Vdc，这些电压信号经信号调理电路转换成DSP的A/D 接口接收范围内的模拟信号，DSP 则完成输入信号的A/D 转换、三相对称(a，b，c)到两相垂直(D，Q)的坐标变换、PI 调节、空间矢量调制等控制任务，DSP 输出的SVPWM 信号经IPM 驱动电路后送给IPM。可见，整个控制系统结构简单明了，易于实现。
图6 整流器控制系统的结构框图
4 仿真与实验结果
基于以上的控制方法，进行了软件仿真与实际硬件实验。模型中仿真参数为：交流电源电压频率为50 Hz，电感L=8 mH，直流侧电容C=6 000 滋F，R=1 赘，
开关频率为6 kHz。图7(a)是能量从交流侧向直流侧传递运行时相电压与对应的相电流仿真波形，这里交流侧电源相电压有效值为220 V，is=0，直流电压Vd c=650 V，负载RL=40 赘;图7(b)是能量从直流侧向交流侧传递运行时相电压与对应的相电流仿真波形，这里交流侧电源相电压有效值为220 V，is=15 A，负载RL=120 赘;图7(c)是能量从交流侧向直流侧传递运行突然转变到能量从直流侧向交流侧传递运行时的直流侧母线电压的仿真波形，能量从交流侧向直流侧传递运行时，交流侧电源相电压有效值为150 V，is=0，直流电压Vd c=450V，负载RL=120 赘，能量从直流侧向交流侧传递运行时，交流侧电源相电压有效值为
150 V，is=12 A，直流电压Vd c=450 V，负载RL=120 赘;
图7(d)是能量从直流侧向交流侧传递运行突然转变到能量从交流侧向直流侧传递运行时的直流侧母线电压的仿真波形，仿真参数同图7(c)。
由图6，构建了三相电压型PWM整流器控制系统，控制芯片采用TI 公司的TMS320LF2407A，主电路功率开关器件采用富士公司的IGBT-IPM 模块7MBP100RA120，其他相关参数参见上述仿真参数。
实际运行结果如图8所示。图8(a)是能量从交流侧向直流侧传递运行时相电压与对应的相电流实验波形，这里交流侧电源相电压有效值为220 V，is=0，直流电压Vd c=650 V，负载RL=40 赘;图8(b)是能量从直流侧向交流侧传递运行时相电压与对应的相电流实验波形，这里交流侧电源相电压有效值为150 V，s=12 A，负载RL=120 赘;图8(c)是能量从直流侧向交流侧传递运行突然转变到能量从交流侧向直流侧传递运行时的直流侧母线电压的实验波形，能量从直流侧向交流侧传递运行时，交流侧电源相电压有效值为150 V，is=12 A，直流电压Vd c=450 V，负载RL=120 赘，能量从交流侧向直流侧传递运行时，交流侧电源相电压有效值为150 V，is=0，直流电压Vd c=450 V，负载RL=120 赘。由于实验条件所限，未能进行能量从交流侧向直流侧传递运行突然转变到能量从直流侧向交流侧传递运行的实验。
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