本文针对两级式单相逆变器在DC／DC前级、DC／AC后级两级联调时出现低压直流源(蓄电池等)输入电流低频纹波脉动较大的问题，进行了相关分析和研究，并提出了抑制方法。建立了前级DC／DC变换器的低频纹波电流传输模型，分析了输入电流低频纹波脉动来源和传输路径；提出了从控制角度出发，通过添加谐振控制器的，在控制环路中增加对此脉动频率的衰减，达到抑制输入电流低频纹波脉动的效果；并进行了控制环路设计，确保其满足稳定性要求。设计了一台原理样机，通过测试结果验证了该方法的正确性和实用性。
1 引言
在两级式逆变器前级DC／DC变换器、后级DC／AC变换器进行两级联调时发现低压直流电源输入电流中含有频率为两倍逆变器输出频率的低频脉动分量，此脉动分量幅值相对其平均值的比例最大可达30％以上。该低频脉动电流对直流输入源(蓄电池等)产生较大干扰，严重时将会影响直流电源系统稳定性，降低系统效率，甚至会大大衰减蓄电池等输入电压源的使用寿命。因此，必须对这种输入电流低频脉动进行抑制。文献提出了相关抑制方法，但均存在不足。
这里分析了低频脉动电流的产生原因，并建立了前级DC／DC变换器低频脉动电流传输模型，分析了低频纹波脉动电流来源和传输路径。然后从控制角度出发，在平均电流控制环路中增加谐振控制器以增加对此频率脉动的衰减，达到抑制输入低频纹波脉动的效果。最后，设计了原理样机验证了此方法的正确性和实用性。
2 输入电流低频纹波原因分析
在飞机等供电系统中，为保证关键负荷不间断供电，通常配备蓄电池等电压电源(28 V)。但设备负载所需为较高交流电压(115 V)。故图1示出的两级式结构广泛应用于这种变换器场合，其前级和后级分别为DC／DC变换器、DC／AC逆变器。
2．1 带逆变器负载前级变换器输出特性分析
根据图1分析DC／DC变换器所接逆变器负载特性。带线性负载逆变器的输出电压和电流为：
由式(2)可知，单相逆变器瞬时功率不是恒定的，它在一个直流分量的基础上叠加了一个两倍逆变器输出频率的交流分量。假设逆变器功率转换时无损耗，则瞬时输入功率PIN(t)=po(t)，即：
可见，带逆变器负载DC／DC变换器输出电流idc(iin-inv)由直流分量Idc和交流分量idc-2ω组成，频率为2fo。可知DC／DC变换器输出滤波电感电流中也包含直流分量IL与低频交流分量iL两部分。
2．2 输入电流低频纹波传输路径分析
从变换器输出角度来看，可将逆变器负载简化为含800 Hz脉动电流的电流源。电压输入源(蓄电池)用一个内置电阻为Rs的电压源代替。由此，可建立低频纹波电流交流分析模型。当DC／DC变换器工作频率远大于低频纹波脉动频率800 Hz时，可将其等效为一个1：n的理想变压器，由于主要分析的是交流纹波分量，因此可将直流源短路，然后将初级阻抗折算到次级，即可得只含线路阻抗和纹波的交流模型，如图2所示。
由图2可得输入电流与输出电流脉动关系：
综上分析，两级联调时前级DC／DC变换器出现输入电流低频脉动大的原因是：由于前级DC／DC变换器输出电压稳压、响应速度快，当连接有低频脉动的逆变器负载时输出电压低频脉动小，意味着输出电流低频脉动大，电感电流中就含有较大低频电流分量，该低频分量会传递到输入电流中，造成输入电流低频脉动大。
3 输入电流低频纹波抑制策略
根据前面分析，要减小输入电流低频脉动，必须要抑制电感电流低频脉动。提出的抑制方法为：通过设计合适的控制器使电感电流不含低频分量，使输出低频电流流经输出滤波电容，即脉动功率主要由输出滤波电容来承担，这在一定程度上将提高输出电压低频脉动量。因此，前级DC／DC变换器以电感电流为控制对象，采用平均电流控制策略。图3为前级DC／DC变换器控制结构图。
前级DC／DC变换器输出电压采样信号uo与基准信号uref比较所得误差进入电压PI调节器，电压调节器输出作为电流环给定ig，与电感电流采样信号uff进行比较进入电流PI调节器，其输出进入PWM信号发生器，与锯齿波进行交截，产生PWM信号，驱动主功率管。抑制电感电流低频脉动，就是要减小电感电流给定中的低频分量，即将电压环输出中800 Hz分量增益减小。可通过降低电压环截止频率，以滤除低频分量，但会影响变换器动态性能。基于此，在PI电压调节器的输出后加入一个谐振控制器(带阻滤波器)，也可将电压调节器设计成PR调节器，对800 Hz频率信号进行滤除，而不影响其他频段信号。
3．1 谐振控制器设计与工作分析
此谐振控制器仅对800 Hz(此逆变器输出频率为400 Hz)频率分量进行衰减，其他信号不受影响。图4示出谐振控制器电路原理图。
谐振控制器传递函数为：
对于400 Hz输出，两倍频率为800 Hz，即ω=5 024 rad·s-1。Q值不同时，谐振控制器对所需滤除的特定频率效果也不同。Q值越大，谐振频率处衰减越厉害，相位变化也剧烈，同时其对输入信号的衰减频带越窄。考虑到逆变器输出频率有±1％的误差及实际谐振控制器各元件参数标称值存在±1％(电阻)～±10％(电容)误差，且参数值会随温度变化，导致其实际谐振频率有偏差。故实际选用时，保证对800 Hz有效衰减，要折中选择Q值，可取范围0．5～1．5，带宽±200 Hz。
3．2 系统传递函数及稳定性设计
综上，图5示出DC／DC变换器控制框图。
由图5可得电流环增益Ti(s)=FMKiGi(s)Gdi(s)。
当电流内环闭环时，电压环增益为：
Tu(s)=Gu(s)Gi(s)FmKuGdu(s)G(s)／[1+Ti(s)] (8)
电感电流对直直变换器输出电流的增益为：
Ai(s)=Tu(s)(1+RLCfs) (9)
由多环控制理论可知，电流环截止频率应远大于电压环截止频率，以使低频时电压环起主要作用，变换器表现为电压源；高频时电流环起主要作用，保证系统动态响应性能。根据系统稳定性要求，应保证闭环工作时，系统幅值裕度大于6 dB，相位裕度大于45°。实际电路应综合考虑来选择参数。
4 实验
在1 kVA航空静止变换器样机上进行实验。变换器后级为级联型逆变器，故前级DC／DC变换器为两个独立模块．功率均为500 W。两独立DC／DC变换器模块采用共用控制环路的控制策略，因此可验证上述分析。前级DC／DC变换器主电路参数为：采用推挽正激电路拓扑；输入电压为额定28 V；变压器变比4：4：25；开关频率80 kHz；输出滤波电容470μF；采用直接电压采样方式；电流采样系数0．05；调制器增益1／2．4；输出电压90 V；后级输出电压115 V／400 Hz；输出滤波电感60μH，滤波电容6．8μF。根据上述分析，合理选择谐振控制器参数C1=47 nF，C3=100 nF，C2=150 nF，R1=R2=2．7 kΩ，R3=2 kΩ，R4=4．7 kΩ，Q=0．507。
本文关键字：逆变器 不间断电源-逆变器技术，电源动力技术 - 不间断电源-逆变器技术
