图14 逆变器(16阶)宝塔波电压驱动信号仿真波形
显然，交流参考电压V1的频率决定了所产生的脉冲信号的持续时间，即决定了微分逆变器输出交流电压的频率，而参考电压V1、V2的幅值决定了所产生的脉冲信号的高度，即决定了微分逆变器输出交流电压的幅值，V1的频率和V1、V2幅值是可以任意调节的，所以，微分逆变器输出交流电压的频率和幅值也是可以任意调节的。
图15是微功耗直流逆变器(8阶)输出电压仿真波形，左边是输出正弦波电压Vo，右边是宝塔波的切割过程。从图可以看到，当宝塔波的阶数N增加时，例如N=8，所产生的宝塔波非常接近正弦波，可以省去电压切割这一环节。
图15 直流逆变器(8阶)输出电压仿真波形
由图15右边仿真波形可以看出，从宝塔波切割下来的边角料，随着阶数N的增加，总面积越来越小，这是因为宝塔波可以看成纵轴上的N个微分叠加而成，当N趋于无穷大时，宝塔波趋于正弦波，这时候，用正弦波切割宝塔波，切下来的边角料总面积等于零。
一般多电平FBI逆变器[1]，例如三电平逆变、五电平逆变，七电平逆变等，增加输出电压电平数N的目的，是为了减少输出电压波形中的谐波含量，但所需功率器件和电路复杂性呈指数增加，必须要有N个隔离的、独立的电压源，而且每个FBI中功率器件的驱动信号也是隔离的、独立的。三相二电平逆变，功率器件6个，三相三电平逆变，功率器件12个，三相五电平逆变，功率器件24个。如果要实现16电平逆变，所需功率器件P=2N=216=65536，需要隔离的、独立的驱动信号65536个，这种纸上谈兵的逆变电路，在实际上是完全不可能实现的。所有有关逆变器的教科书都提及多电平逆变，但没有哪一本教科书能画出五电平以上逆变器的实际电路，因为太复杂，画也画不出来，怎么能实际做出来。
SPWM全桥逆变电路(FBI)，不仅仅是功率器件呈指数增加的问题，更要命的是，在进行多电平叠加的同时，还要在每一个电平中进行SPWM脉宽调制，一个FBI的SPWM控制已经够复杂，现在要对多达2N=65536个SPWM驱动信号进行控制，其空间矢量的复杂程度，是不可想像的。
微功耗直流耗逆变器所需功率器件和电路复杂性呈线性增加，即所需功率器件P=2N，其中N为电平数。图4是4电平微功耗直流逆变器的实际电路，所需功率器件P=2N=2*4=8，实现16电平逆变器，所需功率器件P=2N=2*16=32，限于文章篇幅，本处不宜画完整电路图，仅在图13画出了微功耗直流逆变器(16阶)宝塔波电压驱动信号产生电路及图14的宝塔波电压驱动信号仿真波形，16电平微功耗直流逆变器的完整电路请参考文献[3]。
图16是直流逆变器(16阶)宝塔波电压仿真波形，图中曲线可以看到，N=16的宝塔波已经趋近正弦波，根本用不着进行电压切割。
图16 直流逆变器(16阶)输出电压仿真波形
7.4电压切割电路
用正弦波波形切割宝塔波，设切去正弦波后剩下来的部份面积为S0，当宝塔波的阶数N=1时，S0=A(1-SinX)，其中A是输入电压的幅值，根据计算，这部份面积占总面积的36%。当宝塔波的阶数N=16，或大于某个正整数时，宝塔波已经趋近正弦波，根本用不着进行电压切割。当阶数N在1和某个正整数之间时，切割下来的面积S0所代表的功率比较可观，必须通过功率变换，或反馈，或输出，提高整机效率。
图17是电压切割电路[2][4]，功率MOS管Q5、Q6和磁芯变压器TX1组成了主电路，100kHz的方波驱动信号V1、V5分别加在Q5、Q6的栅极，V2是输入正弦波电压Vi，Vi为幅值360V的正弦波电压，负载R6接在Q6的源极。
输入电压的正半周，当驱动方波电压V5为高电平时，Q6饱和导通，输入电压Vi通过Q5的体内二极管和Q6的漏源极，加在负载电阻R5和变压器TX1的原边;在输入电压的负半周，当驱动方波电压V1为高电平时，Q5饱和导通，输入电压Vi通过Q6的体内二极管和Q5的漏源极，加在负载电阻R5和变压器TX1的原边。适当选择变压器原边的电感量和驱动信号V1、V5的脉宽，可便负载电阻R5上的电压为输出额定值。
变压器TX1的附边接有由Q1-Q4组成的动态整流电路[1]，可将TX1付边产生的包络为正弦波的双边带方波电压Vs整流为正弦波电压，适当选择TX1的变比和驱动信号V1、V5的脉宽，可使得动态整流电路输出的正弦波电压(由Q3、Q4的源极取出)为额定输出电压，此电压与输入电压同频、同相、同步，与电阻R5产生的额定电压同频、同相，同幅，共同形成输出电压Vo。由于整机不采用铁芯，并不利用磁饱和现象稳定交流电压，因而不会产生正弦波波形失真，有关动态整流的论述请参考文献[2]。
图17右边是切割电路各点电压的仿真波形，最外层是幅值360V的输入电压Vi，下面是电阻R5上被切去头部后的输入电压和TX1付边产生的动态整流电压共同形成的输出电压Vo，最里层是变压器原边产生的包络为正弦波的双边带方波电压Vp，付边电压Vs由TX1的变比决定，是Vp的n倍。
图17 电压切割电路
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8 微功耗清洁能源存贮系统实际电路
图18是微功耗清洁能源存贮系统实际电路，其中充电恒流、恒压电源由Q3、Q8等组成的正负整流升压器完成，蓄电池充电部份由Q1、Q2和Q19、Q20等组成无损充电机完成，逆变部份由Q12、Q13、Q14、Q16、Q17、Q18等组成的三相微分逆变器完成。
图18 微功耗清洁能源存贮系统实际电路
单相交流电压V4以倍压整流方式进入A、B两点，正负对称整流升压器完成正负直流电压的升压、稳定、恒流、恒压，输入直流电压的稳定和升压，前已详述。恒流功能是检测电阻R11上的直流电压完成的，根据输入正负对称直流电压的高低，选择最佳充电电池的个数N。选择的原则，是使得N个蓄电池的端电压等于或高于输入直流电压，这样整流升压器可以根据电阻R11上的直流电压调整充电流电流达恒定值，如果N个蓄电池的端电压低于输入直流电压，则充电电流将会失去控制。恒压功能是检测C、D两点的直流电压完成的，根据各种蓄电池不同的端电压，确定恒流转恒压、恒压充电的转折点，根据输入正负对称直流电压的高低，选择最佳充电电池的个数N，选择的原则与上述恒流的情况相同。
图18所示输入电压是单相倍压整流电路，正负对称310V，如果是正负对称直流电压，直接接入A、B两点，如果是三相交流电压，以双半波整流方式接入A、B两点。
整流升压电路产生的恒流、恒压电源直接进入由Q1、Q2和Q19、Q20组成的无损充电部份，由Q12、Q13、Q14、Q16、Q17、Q18等组成的三相微分逆变器从E、F两点获得电池正负对称直流电压，这里宝塔波产生电路和电压切割电路省略，无损充电、逆变原理已于前述。
9 结语
采用PWM脉宽调制、以磁芯变压器或电感传递功率、对电网产生强烈污染为其主特征的一切功率变换器，统称为传统功率变换器，与传统功率变换器相对应的是微功耗功率变换器，或称绿色功率变换器，微功耗功率变换器采用的是微功耗电力电子变换技术。
微功耗电力电子变换技术，把与输入总功率有固定比例的损耗降至最低，只要把输入功率中极小部份进行功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率，器件都工作在工频，不产生EMI干扰，因此功耗极小而寿命极长。这里的所有功率损耗，只与极小部份的输入功率有关，而与输入总功率无关，例如功率器件的饱和、截止的静态损耗、高频开关过程的动态损耗、磁芯变压器或电感的传递损耗等等，都只与极小部份输入功率有关，绝大部份输入功率直接到达输出端，成为输出功率。
本文关键字：清洁能源 综合-其它，单片机-工控设备 - 综合-其它
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