2.2.1 功率单元串联逆变电路
以基本单元为基础,根据系统对输出电压、电平数的要求可决定串联的单元数。每相串联的单元数为M,则输出相电压波形所含电平数为2M+1,输出线电压波形所含电平数为4M+1。图5是Y型连接的三相七电平串级电路结构。
图 5 Y型 连 接 的 三 相 7电 平 串 级 逆 变 器 电 路
Fig.5 Connected shape three phases seven levels cascade converter
相对于传统中点箝位逆变电路,串级逆变电路有下列优点:
1)直流侧采用相互分离的直流电源,不存在电压均衡问题;
2)结构简单清晰,控制方法相对简单,可分别对每一级进行PWM控制;
3)H桥单元结构,为模块化设计、制造带来方便,另外,当H桥出现故障,可将其旁路,余下的单元可以继续工作。
这种结构的缺点在于:每个单元需要一个独立的直流电源。随着电平数的增加,串级电路单元使用的直流电源数也将大量增加。
2.2.2 混合单元串联逆变电路
通常,开关速度快的器件(例如MOSFET、IGBT)的电压容量比较低,而高电压容量的器件(例如GTO、IGCT、IEGT)的开关频率又较低。为了用更少的单元得到更多的电平,基于“混合功率单元[6]”的串级逆变电路得到了发展。这种结构是传统功率单元串联逆变电路的推广。
文献[7]提出了对2个独立单元的直流箝位电源采用电压比为1:2,一个单元使用IGBT,另一个单元使用IGCT的混合串级逆变电路,IGCT单元上的电压2倍于IGBT单元,如图6所示。在控制上,以基波开关IGCT,以PWM方式调制IGBT。比起功率单元串级电路,这种混合单元的串级电路有一个优点:由于2个单元预先给定的电压不同,IGBT单元和IGCT单元可以通过控制各自功率器件的开断来相互协调,从而实现单相7电平的输出。这种结构达到了用更少的单元得到更多电平的目的。
图 6 IGBT和 IGCT组 成 的 混 合 单 元
Fig.6 Hybrid cell with IGBT and IGCT
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该混合单元输出各个电平时两个单元的开关状态如表1所示。
表1 电压比为1:2时输出电平状态
Table 1 The output level status when voltage ratio as 1:2 输出电压范围 IGCT输出 IGBT输出 -3—-2 -2 0—-1 -2—-1 -2 0—1 -1—0 0 0—-1 0—1 0 0—1 1—2 2 0—-1 2—3 2 0—1
类似的,可以将两个单元的电压比设为1:3,控制方法与1:2的结构类似。开关状态如表2所示。
表2 电压比1:3时输出电平状态
Table 2 The output level status when voltage ratio as 1:3 输出电压范围 IGCT输出 IGBT输出 -4—-3 -3 -1—0 -3—-2 -3 0—1 -2—-1 -3—0 1—-1 -1—0 0 -1—0 0—1 0 0—1 1—2 0—3 1—-1 2—3 3 -1—0 3—4 3 0—1
3 多电平逆变电路的控制方法
过去的20年中,人们提出了大量的多电平变换器PWM方法,其中大多数已获得了实际应用。这些控制方法可分为两大类:三角载波PWM技术和直接数字技术(空间电压矢量法SVPWM),它们都是2电平PWM在多电平中的扩展。
3.1 三角载波PWM方法
3.1.1 消谐波PWM(SHPWM)法
消谐波PWM法[8]的原理是电路的每一相使用一个正弦调制波和几个三角波进行比较,在正弦波与三角波相交的时刻,如果正弦波的幅值大于某个三角波的值,则开通相应的开关器件,否则,则关断该器件。为了使M-1个三角载波所占的区域是连续的,它们在空间上是紧密相连且对称地分布在零参考量的正负两侧。消谐波PWM是2电平三角载波PWM在多电平中的扩展。
3.1.2 开关频率最优PWM(SFOPWM)法
开关频率最优法[8]是Steinke提出的,它和SHPWM法类似,也是由2电平三角载波PWM扩展而来。它的载波要求与SHPWM法相同,不同的是它在正弦调制波中注入了零序分量。对于一个三相系统,这个零序分量是三相正弦波瞬态最大值和最小值的平均值,所以SFOPWM的调制波是三相正弦波减去零序分量后所得到的波形。这种方法通过在调制波中注入零序分量而使得电压调制比达到1.15。但是该方法只能用于三相系统。因为在单相系统中注入的零序分量无法互相抵消,从而在输出波形中存在三次谐波,而在三相系统中就不会有这种问题。实际上,这种零序分量注入的方法在本质上与电压空间矢量法是一致的,它相当于零矢量在半开关周期始末两端均匀分布的空间电压矢量法[9]。所以,SFOPWM法可以看成是2电平空间电压矢量法在多电平变换器控制中的推广。
3.1.3 三角波移相PWM(PSPWM)法
三角载波移相PWM法[10]是一种专门用于级联型多电平变换器的PWM方法。这种控制方法与SHPWM方法不同,每个模块的SPWM信号都是由一个三角载波和一个正弦波比较产生,所有模块的正弦波都相同,但每个模块的三角载波与它相邻模块的三角载波之间有一个相移,这一个相移使得各模块所产生的SPWM脉冲在相位上错开,从而使得各模块最终叠加输出的SPWM波的等效开关率提高到原来的Keff倍,在不提高开关频率的条件下大大减小了输出谐波。
3.1.4 三角载波移相——开关频率最优PWM(PS-SFOPWM)法
这是对3.1.2和3.1.3所述方法的推广[11],将PSPWM法和SFOPWM法相结合,三角载波采用PSPWM中的方法,调制波采用SFOPWM中的方法来确定。这种新的方法兼具PSPWM和SFOPWM的优点,在相同的开关频率下,等效开关频率提高到原来的Keff倍,电压调制比提高到1.15倍。但是同时,这种方法又受到PSPWM法和SFOPWM法的局限性的限制,因此,PS-SFOPWM最适用于三相级联型多电平变换电路。
3.2 空间电压矢量PWM方法
多电平PWM的空间电压矢量法与其它方法比较是较为优越和应用广泛的一种,其优越性表现在:在大范围的调制比内具有很好的性能,无其它控制方法所需存储的大量角度数据,并且母线利用率高[12]。多电平空间矢量PWM是根据2电平空间矢量控制法推广得到的,可以认为多电平空间矢量控制思想与2电平是一致的。对某一个空间电压矢量,是用该区域相应的电压矢量适时切换合成所得。所不同的是多电平的电压矢量更密集,模大小可选择的种类更多,合成时过渡更自然,合成的磁链更接近圆磁场,因而控制更精确,输出电压谐波更小。但是,这样也带来了控制上的复杂性,当应用于5电平以上的多电平电路时其控制算法将变得非常复杂。另外,若采用传统的“最近三矢量”还会出现“窄脉冲”问题。针对电路复杂这一问题,文献[13]提出了一种新型的多电平最优空间矢量PWM控制方案,这种方法基于空间矢量PWM控制思想,从三相参考电压到8个待选的空间矢量和参考电压矢量,然后选择与参考电压矢量最接近的空间矢量。这种方法不受电平数增加的影响,解决了算法随着电平的增加而非常复杂的问题。对于“窄脉冲”问题,文献[12]提出了不同于传统方法的“非最近三矢量”和“非最近四矢量”法以克服这一问题。
3.3 控制方法适用的主电路结构
根据以上分析,可以得到以下结论:
1)在应用中,当变换器电平数超过5时,空间矢量PWM法将非常复杂,为了简化控制算法,三角载波PWM是较好的选择;
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